【導(dǎo)讀】在簡單的線性射頻/微波放大器設(shè)計中，一般利用s參數(shù)匹配使增益和增益平坦度最大。同樣也會利用這些 S 參數(shù)數(shù)據(jù)來開發(fā)匹配網(wǎng)絡(luò)，以解決放大器穩(wěn)定性問題。本文討論在設(shè)計氮化鎵 (GaN) 功率放大器 (PA) 過程中，使用模型模擬基本的 S 參數(shù)和穩(wěn)定性分析的重要性。文中介紹使用模型和電阻穩(wěn)定性技術(shù)來幫助避免設(shè)備不穩(wěn)定，從而避免影響非線性和線性仿真。
在這篇博文中，我們著重介紹線性 S 參數(shù)計算中使用的簡單的雙端口穩(wěn)定性分析。我們將使用 Modelithics Qorvo GaN 庫中的非線性 Qorvo GaN 功率晶體管模型，并配合使用仿真模板和 Keysight 高級設(shè)計系統(tǒng) (ADS) 軟件。
基于模型的 GaN PA 設(shè)計基礎(chǔ)知識
Qorvo 與 Modelithics 合作，共同說明非線性模型和 Modelithics Qorvo GaN 庫如何幫助您改進(jìn) PA 設(shè)計。
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第 1 部分：GaN HEMT 模型初階入門
第 2 部分：I-V 曲線中有什么？
第 3 部分：內(nèi)部電流-電壓 (I-V) 波形的定義及其必要性
穩(wěn)定性解讀
穩(wěn)定性是指 PA 抵抗?jié)撛诘碾s散振蕩的能力。振蕩可能是全功率大信號問題，也可能是未經(jīng)正確分析，無法覺察的隱蔽頻譜問題。甚至是預(yù)期頻率范圍以外的無用信號，都可能導(dǎo)致系統(tǒng)振蕩和增益性能下降。
穩(wěn)定性可以分為兩種類型，您可以采用一些方法來分析您的系統(tǒng)中的 PA 的穩(wěn)定性。
● 有條件的穩(wěn)定性 – 系統(tǒng)設(shè)計在輸入和輸出呈現(xiàn)預(yù)期的特性阻抗 Z0（50Ω 或 75Ω）時保持穩(wěn)定，但可能因為其他輸入或輸出阻抗而受到振蕩（輸入或輸出端口顯示負(fù)阻抗）。
● 無條件的穩(wěn)定性 – 在史密斯圓圖內(nèi)任何可能的正實部阻抗下，系統(tǒng)都保持穩(wěn)定。注意，任何系統(tǒng)設(shè)計在遭遇負(fù)實部阻抗（史密斯圓圖以外）時，都會發(fā)生振蕩。但是，一般來說，如果系統(tǒng)被定義為無條件保持穩(wěn)定，那么它在所有頻率（設(shè)備能獲得增益）和所有正實部阻抗下，都能保持穩(wěn)定。
穩(wěn)定性測量
我們先來看看眾所周知的“K 系數(shù)”和穩(wěn)定性度量參數(shù) “b”，以此確定在給定偏置下引起不穩(wěn)定的頻率范圍。這些數(shù)值由以下公式計算得出1：
無條件穩(wěn)定性用 k > 1 和 b > 0 表示。
但是，因為這個標(biāo)準(zhǔn)需要采用兩個參數(shù)來檢查無條件穩(wěn)定性，因此可提供一個更加簡潔的公式，使用下方的 “mu-prime”參數(shù)2進(jìn)行計算：
如果 mu_prime > 1，表示無條件保持（線性）穩(wěn)定。
利用匹配和調(diào)諧來獲得穩(wěn)定性
如上所述，可利用 S 參數(shù)數(shù)據(jù)來開發(fā)匹配網(wǎng)絡(luò)以獲得放大器穩(wěn)定性。圖 1 顯示單級放大器配置，以及影響增益和穩(wěn)定性的關(guān)鍵參數(shù)。在無條件保持穩(wěn)定區(qū)域，通過將 Γs 和 ΓL 設(shè)置為在兩個端口實現(xiàn)同時共軛匹配來獲得最大增益。1
圖 1.
線性穩(wěn)定性分析
未調(diào)諧晶體管的穩(wěn)定性測量
我們來看一個示例。圖 2 顯示對 Qorvo 的 T2G6003028-FS GaN HEMT 器件（包括在 Modelithics Qorvo GaN 模型庫中）的非線性模型實施線性 S 參數(shù)分析的仿真設(shè)置。
圖 2.
注意：這里所有仿真的偏置條件都設(shè)置為 Vds = 28 V、Vgs = -3.02 V，這相當(dāng)于約 200 mA 漏極電流。
在上述示意圖中，符號表示可以利用器件的 S 參數(shù)計算出的參數(shù)，包括穩(wěn)定性 k、b 和 mu_prime?！癕axGain1”參數(shù)表示最大可用增益。“MaxGain1”參數(shù)計算在器件保持無條件穩(wěn)定的頻率范圍內(nèi)的最大可用增益，并顯示表示最大穩(wěn)定增益的值。在有條件保持穩(wěn)定的區(qū)域，該值通過簡單的 |S21|/|S12| 計算得出。
圖 3 顯示 MaxGain1 參數(shù)、50Ω 增益（S21，單位：dB）和穩(wěn)定性系數(shù) k，以及從圖 2 的示意圖（m5 時）計算得出的 b 和 mu_prime 的測量值。此圖顯示，穩(wěn)定性測量值 b> 0，穩(wěn)定性系數(shù) k > 1。在約 1.85 GHz (m5) 時，穩(wěn)定性測量參數(shù)顯示有一個明顯的轉(zhuǎn)折點。這是有條件和無條件保持穩(wěn)定區(qū)域之間的轉(zhuǎn)換頻率。3.5 GHz 時，此仿真參數(shù)表示的最大增益約為 18.4 dB（對應(yīng)圖 3 中的標(biāo)記 m3）。注意：在約 10.4 GHz 時，最大可用增益達(dá)到 0 dB；這個頻率表示為最大頻率或 fmax分析從極低頻率到至少 fmax范圍內(nèi)的穩(wěn)定性是非常不錯的做法，這也是為什么在此示例中，設(shè)置為在 25 MHz 至 12 GHz 之間掃頻的原因。
根據(jù)此分析，我們可以得出：
● 高于 1.85 GHz 時，器件無條件保持穩(wěn)定。
● 低于 1.85 GHz 頻率時，器件有條件保持穩(wěn)定。
從仿真示意圖（圖 2）得出的 S 參數(shù)如圖 4 所示。S11 和 S22 顯示在史密斯圓圖中，極區(qū)圖則用于顯示 S21 和 S12。
注意 50Ω 輸入與輸出（|S21|，單位：dB）的增益和 MaxGain1 值之間差異極大。這是由 50Ω 系統(tǒng)中與 S11 和 S22 相關(guān)的不匹配引起的。
圖 3.
圖 4.
在輸入和輸出平面內(nèi)繪制穩(wěn)定性圈可以提供更多見解。圖 2 所示的示意圖中也包括 “S_StabCircle”和 “L_StabCircle”的符號，它們對應(yīng)輸入和輸出平面中穩(wěn)定性圈的計算值。
這些圈的含義如下所述。在 25 MHz 時，輸入穩(wěn)定性圈在圖 5 中用標(biāo)記 14 表示，該圈上的每個點都表示一個 Γs 值，按照如下公式，每個值都可以得出一個等于 1 的 Γout 值。
公式1
這個圈設(shè)定了 Γout < 1 和 Γout > 1 之間的邊界，其意義在于，Γout > 1 對應(yīng)輸出端口的負(fù)阻抗，這種情況可能導(dǎo)致出現(xiàn)震蕩。之后，問題變成，圈內(nèi)或者圈外是否是不穩(wěn)定 (Γout > 1) 區(qū)域。在 Γs = 0（即 50Ω 點）時，進(jìn)行快速檢查。注意，根據(jù)公式1，Γout = S22 時, 對所有頻率下都小于 1 展開分析。由此，我們可以斷定，圈外為穩(wěn)定區(qū)域，圈內(nèi)為不穩(wěn)定區(qū)域。
對輸出穩(wěn)定性圈的解釋基本與此相似，除了此時繪制的 ΓL 點的圈圖中，Γin = 1（根據(jù)公式2）。通過類似論證，我們可以斷定，圖 5 右側(cè)所示的圈圖內(nèi)部對應(yīng)的是不穩(wěn)定區(qū)域。注意，減少圖 2 中所示的頻譜計劃是為了減少圖 5 中顯示的圈的數(shù)量，以使其更清晰。
公式2
圖 5.
線性穩(wěn)定性分析
所以，當(dāng)器件無法達(dá)到無條件保持穩(wěn)定的要求時（例如，在我們的示例中，頻率低于 1.85 GHz），會怎么樣？
您可以采用幾種匹配方法來幫助穩(wěn)定您的電路。在本文中，我們介紹兩種方法。一種是利用阻抗，另一種是依賴頻率的穩(wěn)定。
● R阻抗 – 使用匹配電阻提供穩(wěn)定性
● 依賴頻率 – 使用電阻、電感和電容來提供穩(wěn)定性
微波 PA 設(shè)計的阻抗穩(wěn)定性
在我們的示例中，可以采用匹配電阻來幫助穩(wěn)定大部分微波應(yīng)用中的高增益、低頻率晶體管。這些電阻可以在輸入或輸出端串聯(lián)或并聯(lián)，可以置于并行反饋回路中，或者包含在偏置網(wǎng)絡(luò)中。對于 PA，我們想讓輸出功率最大化，因此最好避免在輸出網(wǎng)絡(luò)中采用電阻。反饋放大器不在本文的討論范圍內(nèi)，所以，我們會著重介紹輸入網(wǎng)絡(luò)中的串聯(lián)和并聯(lián)電阻。
圖 6 顯示在輸入網(wǎng)絡(luò)中添加串聯(lián)和并聯(lián)電阻的位置。調(diào)整這些值，以在整個 0.025 至 12 GHz 頻率范圍內(nèi)實現(xiàn)無條件穩(wěn)定性。由此得出的穩(wěn)定性測量值如圖 7 所示。這些值顯示，晶體管在整個頻率范圍內(nèi)都具有無條件穩(wěn)定性。但是，注意，fmax 會從 10.3 GHz 下降至約 8.75 GHz。比較圖 7（設(shè)計頻率為 3.5 GHz [12.3 dB]）中的最大增益估值和圖 3 的值（18.4 dB，不具備此穩(wěn)定性），我們可以看出，最大可用增益降低了約 6 dB。這是添加了純電阻輸入穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)造成的。電阻穩(wěn)定器件的 S 參數(shù)如圖 8 所示，與非穩(wěn)定器件的 S 參數(shù)重疊。我們可以看到，S11 和 S12 在整個頻率范圍內(nèi)都受到影響，S21 也降低，S22 變化最小。令人欣慰的是，從圖 9 可以看出，在添加電阻穩(wěn)定性網(wǎng)絡(luò)之后，在電源和負(fù)載平面中，穩(wěn)定性圈現(xiàn)在都落在史密斯圓圖之外。
圖 6.（注意：分析設(shè)置與圖 2 相同）
圖 7.
圖 8.
圖 9.
依賴頻率的電阻穩(wěn)定性
如果設(shè)計頻率高于 1.85 GHz（例如 3.5 GHz），我們可以實施使用串聯(lián)-并聯(lián)穩(wěn)定性網(wǎng)絡(luò)、依賴頻率的電阻方法。我們來看看，是否可以使用此方法來減少上述增益損失。
在圖 10 中，我們將一個電阻 (R1) 集成到經(jīng)過更改的柵級偏置網(wǎng)絡(luò)中。此外，將一個電容 (C3) 放置到串聯(lián)穩(wěn)定性電阻 (R1) 上?？梢酝ㄟ^調(diào)整此電容值來調(diào)節(jié)串行電阻 (R1) 的頻率，使之有效短路（使其不可“見”）。此舉可以幫助提高可用增益。
圖 10.
利用電感 (L1) 和電容 (C1) 構(gòu)建低通濾波器。這可以防止電阻 (R1) 在更高的 RF 頻率或更低的頻率下發(fā)揮作用，以便實現(xiàn)穩(wěn)定性。有關(guān)此解決方案的增益、穩(wěn)定性和 S 參數(shù)分析，請參考圖 11、圖 12 和圖 13。如圖所示，依賴頻率的穩(wěn)定性網(wǎng)絡(luò)在整個頻率范圍內(nèi)提供無條件的穩(wěn)定性，同時降低在 3.5 GHz 時對最大可用增益的影響。注意，與非穩(wěn)定器件相比，在 3.5 GHz 時增益僅降低約 1dB，而 fmax 則與非穩(wěn)定器件基本持平 (~10.4 GHz)。在查看與圖 12 中非穩(wěn)定器件的 S 參數(shù)比較結(jié)果時，我們發(fā)現(xiàn)，與電阻穩(wěn)定器件不同，S 參數(shù)在整個頻率范圍內(nèi)都未發(fā)生改變，僅在頻率更低時改變（根據(jù)需要）。通過圖 13 只能確認(rèn)，對于無條件穩(wěn)定電路，無論是在源平面還是在負(fù)載平面，穩(wěn)定圓都不會與史密斯圖重疊。
圖 11.
圖 12.
圖 13.
主要結(jié)果
所以，主要有哪些發(fā)現(xiàn)？如下方的數(shù)據(jù)所示，使用依賴頻率的穩(wěn)定性時，穩(wěn)定性和增益都得到優(yōu)化
● 無穩(wěn)定性 – 3.5 GHz 時最大可用增益為 18.373 dB– 圖 3
- 高于 1.85 GHz 時，無條件保持穩(wěn)定
- 低于 1.85 GHz 時，有條件保持穩(wěn)定
● 符合電阻穩(wěn)定性 – 3.5 GHz 時最大可用增益為 12.334 dB – 圖 7
- 在整個 0.025 至 12 GHz 頻率范圍內(nèi)，無條件保持穩(wěn)定
- 最大可用增益降低 6 dB
● 最優(yōu)結(jié)果 – 符合依賴頻率的穩(wěn)定性 – 3.5 GHz 時最大可用增益為 17.5 dB– 圖 11
- 在整個 0.025 至 12 GHz 頻率范圍內(nèi)，無條件保持穩(wěn)定
- 最大可用增益增加，高于電阻穩(wěn)定性 5.166 dB
總結(jié)
建模可以幫助在實際測試應(yīng)用之前，解決穩(wěn)定性等常見的設(shè)計問題。通過準(zhǔn)確建模和實施穩(wěn)定性技術(shù)，我們可以在保持無條件穩(wěn)定的同時進(jìn)行匹配和調(diào)諧，以優(yōu)化s參數(shù)的性能。
最后，請注意，這里討論的穩(wěn)定性網(wǎng)絡(luò)使用了理想的集總元件。在實際的微波設(shè)計中，您需要包含微帶互聯(lián)和所有 RLC 元件的準(zhǔn)確寄生模型，無論您是進(jìn)行 MMIC 設(shè)計，還是進(jìn)行包括集總元件的基于板的混合設(shè)計。
參考文獻(xiàn)
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3. A. Suarez and R. Quere, Stability Analysis of Nonlinear Microwave Circuits, Artech House, Norwood, MA, 2003.
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