【導(dǎo)讀】為了測量和控制多載波無線基礎(chǔ)設(shè)施中的發(fā)射功率，需要進(jìn)行均方根 (rms) 功率檢波。傳統(tǒng)功率檢波器使用二極管檢波或?qū)?shù)放大器，當(dāng)所發(fā)射信號的峰均比不固定時(shí)，傳統(tǒng)方法并不能精確測定功率。測量電路的溫度穩(wěn)定性和檢波器傳遞函數(shù)的線性度至關(guān)重要。本應(yīng)用筆記所描述的技術(shù)可以改善均方根功率檢波器的溫度穩(wěn)定性及其傳遞函數(shù)的線性度；在超過50 dB 的動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)，可以實(shí)現(xiàn)小于±0.3 dB 的線性度。
現(xiàn)代無線發(fā)射機(jī)一般都要求嚴(yán)格控制所發(fā)射的射頻 (RF) 功率。無線蜂窩網(wǎng)絡(luò)中，嚴(yán)格的功率控制是精確設(shè)置小區(qū)大小以增強(qiáng)覆蓋的前提。此外，當(dāng)實(shí)際發(fā)射功率不確定時(shí)，出于散熱考慮，RF 功率放大器(P A) 的尺寸必須非常大，而精密的功率控制則能避免這一問題。例如，當(dāng)一個(gè)50 W (47 dBm) 功率放大器的發(fā)射功率不確定性為 1 dB 時(shí)，為了安全地發(fā)射功率，不至于發(fā)生過熱現(xiàn)象，PA 必須按照 63 W (48 dBm) 功率要求確定尺寸。
接收機(jī)中也會(huì)用到功率測量和控制，通常是在中頻 (IF)。這種應(yīng)用的目標(biāo)是測量和控制接收信號的增益，確保不會(huì)過驅(qū)中頻放大器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC)。雖然精確測量接收信號（一般稱為接收信號強(qiáng)度指示或 RSSI）可以極大地提高信噪比，但它不如發(fā)射端重要；前者的目標(biāo)僅在于將接收信號保持在一定的限值以下。
均方根射頻功率檢波器能夠獨(dú)立于信號峰均比或波峰因數(shù)來測量射頻功率。當(dāng)所測量信號的峰均比不斷變化時(shí)，這一能力非常重要。無線蜂窩網(wǎng)絡(luò)中，蜂窩基站所承載的呼叫數(shù)量不斷變化，因此信號峰均比不斷改變是常見現(xiàn)象；具體原因有兩方面：一是多個(gè)載波以不同的功率水平傳輸，一是單個(gè)碼分多址(CDMA) 載波的碼域功率會(huì)發(fā)生變化。
圖 1. 現(xiàn)代無線發(fā)射機(jī)使用射頻功率測量和控制技術(shù)精密調(diào)節(jié)發(fā)射功率。接收機(jī)中，功率測量可用來防止中頻和基帶器件發(fā)生過驅(qū)，同時(shí)極大地提高信噪比。
1 高動(dòng)態(tài)范圍均方根直流轉(zhuǎn)換器
AD8362 是一款均方根直流轉(zhuǎn)換器，可以測量 60 dB 或更高范圍內(nèi)的均方根電壓，工作頻率范圍是從極低頻率至約 2.7 GHz。圖 2 顯示了 AD8362 在 2.2 GHz 的傳遞函數(shù)，反映了相對于 50 Ω電阻時(shí)輸出電壓 (V)與輸入信號強(qiáng)度 (dBm) 的關(guān)系。
圖2 還顯示了此傳遞函數(shù)與最佳擬合線的偏差。這條線的斜率和截距是對所測得的數(shù)據(jù)執(zhí)行線性回歸運(yùn)算而得出。算出這條線的斜率和截距后，便可以繪制以 dB 刻度的誤差圖。圖 2 中，這條線的刻度位于右軸上。
圖 2. 對數(shù)均方根直流轉(zhuǎn)換器的傳遞函數(shù)顯示了輸出電壓 (V) 與輸入信號(dB) 之間的線性dB 關(guān)系。圖中還顯示了傳遞函數(shù)紋波和溫度漂移（刻度見右軸）。
此圖顯示的紋波反復(fù)變化，峰峰值幅度高達(dá) 0.75 dB。這一紋波導(dǎo)致測量不確定性也非常大。此圖還顯示，傳遞函數(shù)隨著溫度而變化。本例中，傳遞函數(shù)的溫度漂移主要表現(xiàn)為截距變化（斜率相對穩(wěn)定）。
2 對數(shù)均方根直流轉(zhuǎn)換器AD8362的工作原理
圖 3 顯示了 AD8362 的框圖。AD8362 的主要元件是一個(gè)線性dB 可變增益放大器 (VGA)，它包含電壓控制衰減器、固定增益放大器、低動(dòng)態(tài)范圍均方根直流轉(zhuǎn)換器和誤差放大器。
圖 3. 對數(shù)均方根直流轉(zhuǎn)換器 AD8362。均方根直流轉(zhuǎn)換器的輸入信號施加于 VGA 輸入端。VGA 的輸出施加于低動(dòng)態(tài)范圍均方根直流轉(zhuǎn)換器。此檢波器的輸出與設(shè)定點(diǎn)電壓相比較，產(chǎn)生一個(gè)誤差信號，反饋至VGA的增益控制輸入端。
輸入信號施加于 VGA。VGA 的輸出施加于低動(dòng)態(tài)范圍均方根直流轉(zhuǎn)換器。此檢波器的輸出與 VGA 輸出信號的均方根電壓成比例。
固定參考電壓也稱為目標(biāo)電壓，施加于完全相同的另一個(gè)低動(dòng)態(tài)范圍均方根直流轉(zhuǎn)換器。兩個(gè)檢波器的輸出施加于誤差放大器/積分器，以產(chǎn)生誤差信號。誤差放大器的輸出施加于 VGA 的增益控制輸入端。VGA 的增益控制傳遞函數(shù)是負(fù)向的，即增大電壓將減小增益。
將小輸入信號施加于該電路時(shí)，信號路徑檢波器的輸出電壓將很小，導(dǎo)致驅(qū)動(dòng) VGA 的誤差信號越來越小。此誤差信號將繼續(xù)減小，而 VGA 增益則不斷增大，直到信號鏈檢波器的輸出與參考檢波器的輸出相等。
同樣，大輸入信號會(huì)產(chǎn)生越來越大的誤差信號，導(dǎo)致VGA的增益減小，直到信號路徑檢波器的輸出電壓與參考檢波器的輸出電壓相等。無論是何種情況，當(dāng)系統(tǒng)達(dá)到均衡時(shí)，均方根直流轉(zhuǎn)換器的輸入電壓均會(huì)建立在相同的值。因此，低動(dòng)態(tài)范圍均方根直流轉(zhuǎn)換器只需非常小的工作范圍便可使該電路工作。
VGA 的傳遞函數(shù)為線性 dB，即 dB 增益與以V為刻度的控制電壓成比例。本例中，VGA 增益控制的斜率約為 –50 mV/dB。由此便得到一個(gè)適用于整個(gè)電路的對數(shù)傳遞函數(shù)（即 VGA 輸入與誤差放大器輸出的關(guān)系），即輸出電壓與輸入電壓的對數(shù)或均方根值成比例。請注意，此增益控制功能的溫度穩(wěn)定性對于均方根測量的整體溫度穩(wěn)定性十分重要。
3 高斯插值器
圖2 以一致性曲線的形式顯示了一個(gè)周期性紋波。此紋波的來源是高斯插值器。高斯插值器確定從可變衰減器采集信號的節(jié)點(diǎn)，然后將該信號施加于固定增益放大器，后者構(gòu)成 AD8362 VGA的輸出級。
衰減器和高斯插值器電路的簡化原理示意圖如圖4所示。輸入梯形衰減器由多個(gè)部分組成，各部分均將輸入信號衰減 6.33 dB。信號通過可變跨導(dǎo)級從這些部分抽取。高斯插值器根據(jù)施加于可變衰減器控制端口的控制信號，確定哪些跨導(dǎo)級是有效的，從而決定施加于輸入信號的衰減量。
圖 4. AD8362 VGA 衰減器和高斯插值器。雖然高斯插值器的存在實(shí)現(xiàn)了輸出電壓與控制電壓之間的連續(xù)關(guān)系，但這種關(guān)系具有周期性紋波。
位于觸點(diǎn)之間的衰減水平要求相鄰跨導(dǎo)級同時(shí)有效，以根據(jù)跨導(dǎo)單元導(dǎo)通性能的強(qiáng)弱要求，產(chǎn)生這些觸點(diǎn)的加權(quán)平均值。為使觸點(diǎn)沿著衰減器滑動(dòng)，相鄰跨導(dǎo)級的電導(dǎo)以一定的方式變化，這就是一致性曲線中所觀察到的紋波的產(chǎn)生原因。
4 誤差信號的濾波
低動(dòng)態(tài)范圍均方根直流轉(zhuǎn)換器的平方單元產(chǎn)生一個(gè)直流分量和一個(gè)二倍輸入頻率的分量。這來自于下面的三角恒等式：
如果此信號是一個(gè)單頻正弦波，平方單元的輸出將是一個(gè)直流分量和一個(gè)二倍輸入頻率的正弦波信號。誤差放大器/積分器的主極點(diǎn)將濾除二倍頻率分量，僅留下直流分量。
如果輸入信號是一個(gè)寬帶信號，如 CDMA 或?qū)拵?CDMA(WCDMA)信號等，則直流分量將涵蓋直流至原始信號帶寬一半的范圍。因此，濾除二倍頻率分量之后，反饋至 VGA 的電路輸出仍然含有明顯的紋波，作為類似噪聲的信號疊加在直流電平上。一般做法是加強(qiáng)誤差放大器的濾波，以顯著降低誤差放大器輸出端的信號上的噪聲。這將使整體電路產(chǎn)生無噪聲輸出。
5 消除傳遞函數(shù)紋波
圖5 顯示該電路利用此基帶噪聲消除紋波的一種可選配置。與圖 3 所示電路相比，積分器的外部濾波器電容顯著減小，但仍然相當(dāng)大，足以執(zhí)行有效的均方根計(jì)算。將寬帶信號施加于電路輸入端時(shí)，誤差放大器的輸出包含明顯的噪聲，但仍然以正確的均方根輸出電平為中心。將誤差放大器輸出端的噪聲電平至少設(shè)置為300 mV峰峰值，300 mV是VGA的R-2R 梯形網(wǎng)絡(luò)上相鄰抽頭之間的 dB 距離與 VGA 增益控制斜率的乘積（即50 mV/dB ×6 dB）。只要此輸出噪聲電平至少為300 mV峰峰值，則其實(shí)際值并不重要。
圖 5. 減小一般用來降低平方單元輸出噪聲的濾波器電容。該噪聲反饋至VGA，導(dǎo)致VGA的增益在至少6 dB范圍內(nèi)波動(dòng)。這往往會(huì)抵消VGA傳遞函數(shù)的紋波，進(jìn)而抵消整體電路傳遞函數(shù)的紋波。平方器輸出的噪聲在測量之前經(jīng)過外部濾波。
此信號經(jīng)過簡單濾波后反饋至 VGA 控制輸入。此信號中的噪聲導(dǎo)致 VGA 的增益圍繞一個(gè)中心點(diǎn)波動(dòng)。VGA 的增益控制斜率為50 mV/dB。因此，噪聲將使VGA的瞬時(shí)增益發(fā)生約6 dB 變化。高斯插值器的游標(biāo)在R-2R 梯形網(wǎng)絡(luò)的大約一個(gè)抽頭上來回移動(dòng)。
增益控制電壓在高斯插值器的至少一個(gè)抽頭上不斷移動(dòng)，因此 VGA 輸出的均方根信號強(qiáng)度與 VGA 控制電壓之間的關(guān)系與 VGA 的增益控制紋波無關(guān)?，F(xiàn)在，對施加于平方單元的信號進(jìn)行簡單的AM 調(diào)制。但是，這種調(diào)制不會(huì)改變信號的峰均比。
由于濾波器電容較小，出現(xiàn)在誤差放大器輸出端的均方根電壓將包含明顯的峰峰值噪聲。雖然要求將此信號包括噪聲在內(nèi)原原本本地反饋至 VGA 增益控制輸入端，但可以使用簡單的濾波器對進(jìn)入外部測量節(jié)點(diǎn)的均方根電壓進(jìn)行濾波，以產(chǎn)生大致上無噪聲的均方根電壓。
圖6 顯示了均方根直流轉(zhuǎn)換器的傳遞函數(shù)紋波減小情況。反饋至 VGA 增益控制端的噪聲電平為 600 mV 峰峰值，這似乎過大，因?yàn)橹恍枰阋栽?6 dB（R-2R 梯形網(wǎng)絡(luò)上的一個(gè)抽頭）范圍內(nèi)調(diào)整增益控制電壓的噪聲。然而，隨著擴(kuò)頻 CDMA 信號的呼叫負(fù)載量減小，信號的峰均比也會(huì)減小。這將導(dǎo)致檢波器輸出端的噪聲降低。因此，應(yīng)將峰峰值噪聲設(shè)置得較大，使它始終能涵蓋 R-2R 梯形網(wǎng)絡(luò)上的至少一個(gè)抽頭。請注意，誤差函數(shù)的峰值約在–57 dBm，這是用來測量傳輸至電路的功率的高動(dòng)態(tài)范圍均方根功率計(jì)頭的測量誤差所造成的。
圖 6. 高峰均比信號（單載波 WCDMA、測試模型 16、2.2 GHz）的傳遞函數(shù)紋波減小情況。峰值出現(xiàn)在–57 dBm 是由測量誤差造成的。
圖 7 顯示施加未調(diào)制的正弦波時(shí)該改良電路的傳遞函數(shù)。此時(shí)，傳遞函數(shù)紋波沒有減小。如上文所述，當(dāng)對平方單元施加正弦波時(shí)，輸出為二倍頻率分量和直流電平分量。正弦波屬于窄帶信號，不會(huì)出現(xiàn)接近于直流的噪聲樣電壓。消除二倍頻率分量后，就沒有交流分量可用來在某一范圍內(nèi)調(diào)整 VGA 的增益控制輸入。
圖 7. 對電路施加未調(diào)制(2.2 GHz) 的正弦波，傳遞函數(shù)紋波沒有減小，因?yàn)榈蛣?dòng)態(tài)范圍均方根檢波器輸出端沒有產(chǎn)生基帶擾動(dòng)。
6 在VTGT 上注入擾動(dòng)
圖 8 顯示了上述情況下可以使用的一種電路。調(diào)整 VGA 所需的擾動(dòng)信號耦合至參考電壓（也稱為目標(biāo)電壓）。這將在誤差放大器的輸出施產(chǎn)生擾動(dòng)，并反饋至 VGA 增益控制輸入端。耦合至VREF 信號的擾動(dòng)信號既可以是噪聲，也可以是正弦波等相干信號。
圖 8. 可以將擾動(dòng)信號施加于 VTGT 引腳。當(dāng)輸入信號的峰均比較低時(shí)（例如正弦波），這種技術(shù)很有用。擾動(dòng)信號可以是正弦波或白色噪聲。
圖 9 顯示施加正弦波作為輸入信號時(shí)該電路的傳遞函數(shù)。此時(shí)，一個(gè) 500 mV 峰峰值、10 kHz 正弦波疊加于標(biāo)稱值為1 V DC 的 VTGT 電壓上。所實(shí)現(xiàn)的傳遞函數(shù)紋波減小情況與WCDMA 信號相似。擾動(dòng)信號的頻率不是很重要。應(yīng)將它設(shè)置得足夠高，以便能輕松濾除輸出紋波，同時(shí)實(shí)現(xiàn)所需的脈沖響應(yīng)時(shí)間。
圖 9. 對于峰均比較低的輸入信號，將擾動(dòng)信號施加于 VTGT 輸入（500 mV峰峰值、10 kHz、直流電平= 1 V），同樣可以減小紋波。本例中，輸入信號為 2.2 GHz 正弦波。.
7 溫度補(bǔ)償
除了傳遞函數(shù)紋波所導(dǎo)致的測量不確定性之外，器件的溫度漂移也會(huì)導(dǎo)致（更大的）測量不確定性（圖 2）。不過，查看大量器件（圖 10）可以發(fā)現(xiàn)，溫度漂移的趨勢是一致的。溫度越低，輸出電壓越高。但是，漂移量則因器件而異。此外，漂移幅度隨著頻率而變化。附錄顯示了這些器件在其它頻率時(shí)的溫度漂移圖。
圖 10. 2.2 GHz 時(shí)不同器件溫度漂移的統(tǒng)計(jì)分布（平均值±(3 sigma)）顯示出這一規(guī)律：溫度較低時(shí)，輸出電壓變高；溫度較高時(shí)，輸出電壓變低。溫度漂移主要表現(xiàn)為截距移動(dòng)。
使用圖 11 所示的簡單技術(shù)，可以進(jìn)一步減小器件的溫度漂移。如上文所述，AD8362 的輸出電壓漂移主要是由截距漂移引起的。隨著溫度提高，整個(gè)傳遞函數(shù)會(huì)下降，而斜率則相當(dāng)穩(wěn)定。因此，溫度漂移與輸入電平關(guān)系不大。通過這種基于特定輸入電平（如5 dBm）時(shí)的漂移進(jìn)行補(bǔ)償溫度的方法，將可以在完整動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)有效（圖 12）。
圖 11. 在對數(shù)放大器的輸出電壓上增加一個(gè)具有正溫度系數(shù)的小偏移電壓，可以進(jìn)一步減小 AD8362 的低溫度偏移。
圖 12. 使用簡單的截距溫度補(bǔ)償方案，可以顯著減小 AD8362 的溫度漂移。本例中補(bǔ)償?shù)氖?.2 GHz 在5 dBm 時(shí)的漂移。由于溫度漂移主要是截距移動(dòng)，因此可以在整個(gè)范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)良好的性能。
該補(bǔ)償方案很簡單，依靠精密溫度傳感器 TMP36 驅(qū)動(dòng)電阻分壓器的一端，AD8362 驅(qū)動(dòng)另一端，輸出位于中心抽頭。TMP36 在 25°C 時(shí)的輸出電壓為 750 mV，溫度系數(shù)為 10 mV/°C。隨著溫度提高，AD8362 的輸出電壓下降，TMP36 的輸出電壓則升高。所選擇的 R1 和 R2 應(yīng)確保電阻分壓器中心點(diǎn)的電壓不隨溫度而變化。實(shí)踐中，R2 比R1 大得多，因此電路的輸出電壓非常接近AD8362 VOUT引腳的電壓。
8 選擇 R1 和 R2
電阻比 R1/R2 由 AD8362 在目標(biāo)頻率的溫度漂移決定。選擇特定輸入電平時(shí)的漂移，以便在該電平時(shí)實(shí)現(xiàn)最佳精度。在所示的例子中，R1 和 R2 是根據(jù) 5 dBm 輸入電平時(shí)的漂移來選擇。根據(jù)以下方程式選擇 R1 和 R2：
其中10 mV/°C 是 TMP36 的溫度漂移，AD8362 的溫度漂移用 mV/°C 表示。用dB/°C表示的溫度漂移乘以對數(shù)斜率可換算為mV/°C。例如，900 MHz 時(shí)的漂移為 –0.008 dB/°C（5 dBm時(shí)），乘以斜率50 mV/dB 便得到–0.4 mV/°C。表I 顯示了頻率為 900 MHz、1900 MHz 和 2200 MHz 時(shí) R2、R1 值的計(jì)算結(jié)果。
表 I. R1 和 R2 的計(jì)算
9 紋波減小和溫度補(bǔ)償組合電路
溫度補(bǔ)償和傳遞函數(shù)紋波減小這兩種方案可以合并，構(gòu)成一種高度線性、溫度穩(wěn)定的均方根檢波器。
圖13給出了該電路的原理圖，兩個(gè)補(bǔ)償電路通過一個(gè)運(yùn)算放大器緩沖器隔開。
圖 13. 擾動(dòng)減小方案和溫度補(bǔ)償方案可以合并，構(gòu)成一種具有低溫度漂移和出色傳遞函數(shù)線性度的電路。
圖14顯示了此電路在 2.2 GHz 和 –40°C、+25°C、+85°C 時(shí)測得的傳遞函數(shù)。在 60 dB 范圍內(nèi)，測量誤差約為±0.5 dB。上文已說明，誤差尖峰出現(xiàn)在約 –57 dBm 是由測量所用的高動(dòng)態(tài)范圍均方根功率檢波器頭對 AD8362 的輸入信號測量不足引起的。
圖 14. 紋波減小方案和溫度補(bǔ)償方案合并后的電路，在約 60 dB 的范圍內(nèi)，其測量線性度約為± 0.5 dB（低功率時(shí)的過大誤差是由測量誤差引起的）。
10 結(jié)論
AD8362 是一款60 dB 對數(shù) TruPwr™ 檢波器，雖然它具有出色的基準(zhǔn)性能，但仍然可以進(jìn)一步改善其測量精度。所用的技術(shù)簡單易行，涉及到電阻、電容和溫度傳感器。器件之間的溫度漂移具有可重復(fù)性，因此可以大規(guī)模使用這些技術(shù)。
附錄
圖 15. 對數(shù)法則一致性與輸入幅度的關(guān)系，平均值±( 3 sigma)，正弦波，頻率為 900 MHz，溫度為 –40°C、+25°C 和+85°C。
圖 16. 對數(shù)法則一致性與輸入幅度的關(guān)系，平均值±( 3 sigma)，正弦波，頻率為1900 MHz，溫度為–40°C、+25°C 和+85°C。
AD8362
● 完整的、經(jīng)過全面校準(zhǔn)的測量/控制系統(tǒng)
● 精確的均方根至直流轉(zhuǎn)換（50 Hz至3.8 GHz）
● 輸入動(dòng)態(tài)范圍大于65 dB：−52 dBm至+8 dBm (50 Ω)
● 與波形和調(diào)制無關(guān)，如GSM/CDMA/TDMA等
● 線性dB輸出，調(diào)整比例：50 mV/dB
● 法則一致性誤差：0.5 dB
● 所有功能均具有出色的溫度和電源穩(wěn)定性
● 工作電壓：4.5 V至5.5 V (24 mA)
● 省電功能：1.3 mW
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