【導(dǎo)讀】運(yùn)用仿真來驗(yàn)證濾波器設(shè)計(jì)，和通過把差分放大器用于基帶驅(qū)動(dòng)來降低DC失調(diào)，另外還提供了一些旨在幫助完成設(shè)計(jì)的其他各種技巧。如欲產(chǎn)生復(fù)合調(diào)制，則需要兩個(gè)相同的通道 (I 和 Q)。為簡(jiǎn)單起見，這里僅示出了一個(gè)通道。
引言
在 2015 年 11 月的 LT Journal 中對(duì)這款基本的低功率調(diào)制器做了描述。在這篇博客帖子中，我們將說明怎樣實(shí)現(xiàn)以下目標(biāo)：
運(yùn)用仿真來驗(yàn)證濾波器設(shè)計(jì)，和通過把差分放大器用于基帶驅(qū)動(dòng)來降低DC失調(diào)，另外還提供了一些旨在幫助完成設(shè)計(jì)的其他各種技巧。如欲產(chǎn)生復(fù)合調(diào)制，則需要兩個(gè)相同的通道 (I 和 Q)。為簡(jiǎn)單起見，這里僅示出了一個(gè)通道。
調(diào)制參數(shù)
在本設(shè)計(jì)實(shí)例中，系統(tǒng)規(guī)格指標(biāo)如下：
符號(hào)率 = 30 ksps
數(shù)字濾波器 = 0.35
下一步是確定基帶濾波器要求：
總的信號(hào) BW = 30 * 1.35 = 40.5kHz，這對(duì)于每個(gè) I 和 Q 通道即為 20.25kHz。這決定了濾波器通帶。
濾波器阻帶要求在很大程度上由 DAC 更新速率決定，在該場(chǎng)合中為 240ksps，即每個(gè)符號(hào) 8x 插值。
現(xiàn)在讓我們快進(jìn)到完整的電路，然后再做描述。請(qǐng)注意：為簡(jiǎn)單起見，僅示出了兩個(gè)相同的通道 (I 和 Q) 之一。
圖 1：基帶驅(qū)動(dòng)電路把單端 DAC 轉(zhuǎn)換至差分。推薦采用無源 DAC 重構(gòu)濾波器以實(shí)現(xiàn)低噪聲。
DAC 輸入和基準(zhǔn)
差分 DAC 輸出是更可取的。但是，當(dāng)采用單電源、單端 DAC 輸出時(shí)，則一個(gè)固定 Vref 變得必不可少，它可以來自第三個(gè) DAC，或來自信號(hào) DAC 的 VREF。Vref 就是 DAC 的零基準(zhǔn)，而且它能在 I 和 Q 通道之間共用，但是應(yīng)確保其為低源阻抗，以在 I 和 Q 通道之間實(shí)現(xiàn)串?dāng)_的最小化。如有必要，可利用一個(gè) LTC6246 電壓跟隨器對(duì) VREF 進(jìn)行緩沖。
在該例中，單端 I 和 Q DAC 針對(duì) 0 至 +1.024V 輸出進(jìn)行配置。請(qǐng)注意，應(yīng)對(duì) DAC 數(shù)字驅(qū)動(dòng)進(jìn)行調(diào)整以使用所有可用的 DAC 位，但是絕對(duì)不要觸及全標(biāo)度極端值。
任選的電阻器 R5 和 R6 的選擇以實(shí)現(xiàn)從 DAC 吸收低平均 DC 電流為目標(biāo)。在本實(shí)例中，輸入共模電壓被下拉至 0.512V，以與 DAC 輸出電壓范圍的中心相匹配。
單端至差分驅(qū)動(dòng)器
與單端基帶驅(qū)動(dòng)截然不同，采用差分基帶信號(hào)來驅(qū)動(dòng)調(diào)制器是高度可取的。差分驅(qū)動(dòng)可提供高 6dB 的 RF 輸出功率和最低的誤差矢量幅度 (EVM)。
另外，選擇一個(gè)具差分輸入和輸出的放大器還可簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)，這是因?yàn)椋?/div>
設(shè)計(jì)對(duì)稱性減少了輸出 DC 失調(diào)誤差，這降低了 LO 饋通 (LOFT) 并改善了調(diào)制準(zhǔn)確度。
輸出共模電壓 (VOCM) 可單獨(dú)地變更以滿足調(diào)制器的要求，而且 增益可以單獨(dú)地變更，并不會(huì)影響 VOCM。
圖 2：差分驅(qū)動(dòng)器通過提供增益和輸出共模電壓的單獨(dú)調(diào)整簡(jiǎn)化了設(shè)計(jì)。
針對(duì)該應(yīng)用選擇了 LTC6362，因?yàn)樵撈骷H吸收 1mA 的電源電流，而且噪聲相當(dāng)?shù)?。?duì)于那些基帶信號(hào)源具有低接近噪聲密度 (這意味著一個(gè)非常高階數(shù)的基帶數(shù)字濾波器與高分辨率 DAC 一起使用) 的設(shè)計(jì)，低的放大器噪聲是很重要。我們不望放大器使該接近信噪 (S/N) 比指標(biāo)出現(xiàn)任何劣化。
電容器 C10 和 C11 的選擇旨在削減高頻 (HF) 噪聲，同時(shí)在極高的基帶頻率下產(chǎn)生可忽略的 (<0.1dB) 幅度誤差。LTspice 仿真對(duì)于該目的是相當(dāng)有用的。
DAC LC 重構(gòu)濾波器
DAC 重構(gòu)濾波器對(duì)于使 DAC 階梯狀輸出平滑是很重要的，它可減少高頻奈奎斯特鏡像。另一個(gè)重要功能是最大限度地降低調(diào)制器輸出端上的寬帶噪聲層。
圖 3：LC 重構(gòu)濾波器。該設(shè)計(jì)針對(duì)的是 266Ω 信號(hào)源和負(fù)載終端。
采用傳統(tǒng)的濾波器設(shè)計(jì) CAD 工具來合成用于設(shè)計(jì)的 LC 元件值。為獲得最佳的調(diào)制準(zhǔn)確度，應(yīng)選擇針對(duì)線性相位的貝塞爾 (Bessel) LPF 響應(yīng)。在本例中，-3dB 拐角被置于 50kHz，這適合于高達(dá) ~30ksps 的符號(hào)率。
DAC 鏡像雜散信號(hào)的幅度 (相對(duì)于期望信號(hào)) 可利用 SIN(x) / x (式中的 x = π f / fCLK) 來估算。對(duì)于該設(shè)計(jì)的頻率計(jì)劃，我們可預(yù)期在 220kHz 實(shí)現(xiàn) 25dB 的鏡頻衰減。把 DAC LC 重構(gòu)濾波器在 220kHz 提供的衰減 (45dB) 加至此衰減，旨在估算 70dB 的總奈奎斯特鏡頻抑制。
獲得 VOCM 源
當(dāng) VCC 處于良好調(diào)節(jié)狀態(tài)時(shí)，可采用一個(gè)簡(jiǎn)單的 VCC 電阻分壓器獲得 VOCM。在其他情況下，從一個(gè)支持低至 1µA 電阻分壓器電流的可調(diào)型 LT3009 電壓穩(wěn)壓器高效地獲得 VOCM。適當(dāng)?shù)?VOCM 電壓對(duì)于建立正確的 IQ 調(diào)制器工作點(diǎn)是不可或缺的。
圖 4：簡(jiǎn)單的 LT3009 可提供良好調(diào)節(jié)的低噪聲 Vocm，且消耗的電流極小。
請(qǐng)注意，LTC6362 具有一個(gè)位于 VCC/2 的內(nèi)部 VOCM 分壓器，因此每當(dāng) VCC 超過 2.8V 時(shí) VOCM 都需要進(jìn)行一些下拉以保持在 1.4V。這就是布設(shè) R3 的目的。
增益調(diào)節(jié)
通常，對(duì)于許多 LTC5589 和 LTC5599 應(yīng)用來說，大約 330mVRMS (在 IQ 調(diào)制器的 I 和 Q 輸入端上進(jìn)行差分測(cè)量) 的差分驅(qū)動(dòng)電平是一個(gè)良好的起點(diǎn)。由于 LC 濾波器損耗的原因，至 LC 濾波器輸入的驅(qū)動(dòng)電平通常略高 (在每個(gè)差分放大器輸出端上約為 358mVRMS)。應(yīng)使用一臺(tái)頻譜分析儀以確認(rèn)實(shí)現(xiàn)了期望的調(diào)制器 RF 輸出頻譜純度。
以較高的 VRMS 驅(qū)動(dòng) IQ 調(diào)制器可提供較高的輸出功率，或以較低的 VRMS 進(jìn)行驅(qū)動(dòng)以實(shí)現(xiàn)較低的互調(diào)失真 (IMD) 和更好的調(diào)制準(zhǔn)確度。放大器反饋電阻器可以針對(duì)該目的進(jìn)行調(diào)整。
仿真結(jié)果
濾波器合成應(yīng)該已經(jīng)是正確的。然而，由于濾波器設(shè)計(jì)必須從單端轉(zhuǎn)換至差分，因此為設(shè)計(jì)誤差的混入提供了一些空檔。另一個(gè)誤差來源可以是放大器中的延遲，對(duì)于較高的符號(hào)率，它將變成一個(gè)因素?？焖?LTspice 仿真對(duì)于驗(yàn)證這兩個(gè)誤差來源均處于良性狀態(tài)會(huì)有所幫助。
首先，我們分別察看通帶和阻帶響應(yīng)：
圖 5：總體電路通帶響應(yīng)。這里，我們尋求的是在最高信號(hào)頻率 (在本例中為 20.25kHz) 下實(shí)現(xiàn)最小的增益滾降和群延遲變化。
請(qǐng)注意，20.25kHz 最高信號(hào)頻率下的響應(yīng)性能下降僅為 0.5dB。低于 1dB 是一個(gè)良好的目標(biāo)。而且，群延遲如此平坦以至于您將需要采用差值光標(biāo)在上面的仿真圖上測(cè)量它。它僅為 3.7ns，與 1/30k (即 33.3µs) 的符號(hào)周期相比是可以忽略不計(jì)的。小于一個(gè)符號(hào)周期的百分之幾是不錯(cuò)的目標(biāo)。由于采用了 Bessel 濾波器，因此群延遲變化在該場(chǎng)合中是非常好的。
圖 6：總體電路阻帶響應(yīng)。這里，我們尋求的是在奈奎斯特鏡頻 (在該設(shè)計(jì)實(shí)例中為 220kHz) 下實(shí)現(xiàn)足夠的衰減。
在本例中，我們發(fā)現(xiàn)在鏡頻條件下的衰減為 46dB。與 25dB sin(x) / x 相組合，那就是 71dB。這里，良好的目標(biāo)是達(dá)到約 70dB 或更佳的水平。對(duì)于空中傳遞的應(yīng)用，監(jiān)管機(jī)構(gòu)的要求在其中是起作用的。
請(qǐng)注意，濾波器元件損耗會(huì)不那么容易準(zhǔn)確地仿真。它們的影響在下一個(gè)主題中將是很明顯的。
測(cè)試結(jié)果
對(duì)于數(shù)字調(diào)制，調(diào)制器準(zhǔn)確度的終極測(cè)試是 EVM。
圖 7：LTC5599 0.8% rms 的 EVM 測(cè)量結(jié)果與預(yù)期相吻合。所有的 SPI 寄存器均位于默認(rèn)值 (被設(shè)定在 450MHz 的 LO 頻率除外)。
考慮到該系統(tǒng)采用的是 8 位 DAC，因此 EVM 測(cè)量值在 0.8% 左右是不足為奇的，因?yàn)閺母旧险f這大概是可獲得的最佳結(jié)果 (鑒于有效位數(shù) [ENOB] 將小于 8 位)：
圖 8：要求提供免費(fèi)的凌力爾特準(zhǔn)確度轉(zhuǎn)換器！在該場(chǎng)合中，它說明了 DAC 有效分辨率會(huì)怎樣限制調(diào)制準(zhǔn)確度。
EVM 測(cè)試結(jié)果與先前公布的測(cè)量結(jié)果相吻合，而且對(duì)于大多數(shù)數(shù)字調(diào)制應(yīng)用來說肯定是足夠好了。
進(jìn)一步的 EVM 改善將需要更多的 FIR 濾波器抽頭、更高分辨率的 DAC、也許還包括某種針對(duì) sin(x) / x 滾降和 DAC 重構(gòu)濾波器滾降的數(shù)字濾波器補(bǔ)償。
圖 9：在 -4dBm 輸出功率下的 RF 輸出頻譜。請(qǐng)注意，最差 DAC 鏡頻抑制度約為 -70dBc，對(duì)于大多數(shù)應(yīng)用而言足夠好了。
察看一下輸出頻譜，接近噪聲頻譜密度由若干因素決定：FIR 濾波器階數(shù)、LO 相位噪聲和調(diào)制器驅(qū)動(dòng)電平。
結(jié)論
本篇博客舉例說明了針對(duì)利用 LTC5599 和 LTC5589 等低功率 IQ 調(diào)制器的詳細(xì)設(shè)計(jì)方法。如在這里用實(shí)例介紹的那樣，為了獲得最高的調(diào)制準(zhǔn)確度、最低的噪聲和最低的 DC 功耗，設(shè)計(jì)師必須謹(jǐn)慎地考慮每個(gè)電路功能塊。
（轉(zhuǎn)載自：電子發(fā)燒友，來源：ADI，作者：Bruce Hemp）
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