【導(dǎo)讀】在過(guò)去的20年間，CareFusion Nicolet在EEG診斷系統(tǒng)領(lǐng)域的開發(fā)上一直扮演著先驅(qū)者的角色。腦電圖(EEG)監(jiān)測(cè)可用于神經(jīng)系統(tǒng)分析，以進(jìn)行睡眠研究、腦功能區(qū)定位(Brain Mapping)和ICU病患大腦活動(dòng)的監(jiān)測(cè)等。隨著腦部研究和EEG診斷的持續(xù)突破，人們期望EEG監(jiān)測(cè)裝置也能夠在傳統(tǒng)臨床環(huán)境以外的新環(huán)境中運(yùn)作，而這些新的環(huán)境同時(shí)也引發(fā)新的設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)，本文將探討其中的一些挑戰(zhàn)。
Harry Holt（ADI公司運(yùn)算放大器應(yīng)用工程師）：最近，Bill、Matt和我就EEG前端設(shè)計(jì)的第一級(jí)——儀表放大器的各種利害權(quán)衡進(jìn)行了一些討論。我們覺(jué)得將討論內(nèi)容與其它設(shè)計(jì)工程師分享可能會(huì)是有益的。
Matt Du（ADI公司儀表放大器應(yīng)用工程師）：對(duì)，Bill查看了我們的大量?jī)x表放大器，但最終結(jié)果是自行搭建儀表放大器。這在注重性能的應(yīng)用中是很少見(jiàn)的，因此，我們想闡明這一考慮過(guò)程。Bill，你能大致說(shuō)明一下你的設(shè)計(jì)目標(biāo)嗎？
Bill Kolasa（CareFusion首席電氣工程師）： 我們目前有一款基于儀表放大器的設(shè)計(jì)，它表現(xiàn)出色，但我們希望優(yōu)化某些性能特征，同時(shí)降低其功耗。
如同許多EEG和ECG設(shè)備設(shè)計(jì)者所知，電極中的半電池電位差異可能會(huì)引起較大的直流失調(diào)，測(cè)量系統(tǒng)必須能夠容忍此失調(diào)。我們的現(xiàn)有系統(tǒng)在設(shè)計(jì)上可以處理高達(dá)±900 mV的失調(diào)。為了應(yīng)付在現(xiàn)場(chǎng)的不同電極類型以及環(huán)境條件，我們希望將容差提高到±1300 mV。
圖1. EEG信號(hào)鏈
與此同時(shí)，我們正在考慮電池供電設(shè)計(jì)的可能性，因此需要大幅降低所有器件的功耗，其中也包括儀表放大器。目前的功耗是每通道28 mW，我們希望設(shè)法將其降低到10 mW或更低。為了降低功耗，我們?cè)试S噪聲提高。
Matt：在我們的ECG和EEG客戶中，這種權(quán)衡取舍非常常見(jiàn)。對(duì)于ECG和EEG前端設(shè)計(jì)，噪聲、失調(diào)處理能力與功耗之間存在固有的取舍關(guān)系。
大部分的儀表放大器具有因?yàn)闇p法器級(jí)的噪聲而導(dǎo)致的大量噪聲成分。在高增益應(yīng)用中，其影響不大，因?yàn)榇嗽肼晻?huì)在輸出端保持恒定，而與增益無(wú)關(guān)。因此，當(dāng)折合到輸入端時(shí)，噪聲相當(dāng)小。
不幸的是，在EEG和ECG應(yīng)用中，增益會(huì)被來(lái)自于電極的較大失調(diào)所限制。如果你希望使用大增益以獲得良好的噪聲性能，那么必須采用大電源才能處理較大的失調(diào)。
Bill：這就是我們?cè)诓捎肁D8221儀表放大器的先前設(shè)計(jì)當(dāng)中采取的措施。輸出噪聲為75 nV/√Hz，輸入噪聲為8 nV/√Hz。為了降低大量輸出噪聲在折合到輸入端時(shí)所造成的影響，我們將AD8221設(shè)定至14.8的增益（噪聲計(jì)算詳情參見(jiàn)等式1和2)。該增益也會(huì)將共模抑制提高23 dB，因?yàn)楣材Ｔ鲆鏋?（參見(jiàn)等式3）。但是，為了以此增益來(lái)處理900 mV電極失調(diào)，我們必須使用±15.5 V 直流電源（參見(jiàn)等式4）。我們的EEG放大器由64個(gè)這種通道組成，對(duì)于電池供電應(yīng)用來(lái)說(shuō)，功耗太大。
我一直在等待ADI公司推出低輸出噪聲的儀表放大器。什么時(shí)候能實(shí)現(xiàn)呢？
Matt： 儀表放大器的輸出噪聲主要由6個(gè)電阻決定（圖2 中的R1至R6），我們可以降低這些電阻的值，但這樣會(huì)有幾個(gè)缺點(diǎn)：1) 儀表放大器現(xiàn)在必須使用更多電流驅(qū)動(dòng)這些電阻。為了在這種較高驅(qū)動(dòng)條件下保持良好的線性度，我們必須構(gòu)建更強(qiáng)的放大器，它會(huì)消耗更多電流。這樣您將面臨雙重不利的處境：一方面必須提供額外的電流流經(jīng)這些小值電阻，另一方面必須提供更多電流以實(shí)現(xiàn)更強(qiáng)的放大器。
圖2. 標(biāo)準(zhǔn)儀表放大器配置
Bill：對(duì)于我的功耗問(wèn)題，這似乎不是好消息。
Matt： Rg增益設(shè)置電阻會(huì)變得更小，這在噪聲方面是件好事，但在較大差分過(guò)壓條件下，這還不夠好。它會(huì)使放大器輸入端處理高增益下的大差分電壓的性能變差?？梢酝ㄟ^(guò)增加電路來(lái)應(yīng)對(duì)，但這種電路會(huì)增加輸入噪聲。
Bill：這對(duì)我們可能不是一個(gè)問(wèn)題，因?yàn)殡姌O輸入上已經(jīng)存在保護(hù)電路。
Matt：隨著減法器電路中的電阻變小，基準(zhǔn)電壓引腳的輸入阻抗也會(huì)變小。這意味著，如果你希望用一個(gè)緩沖器驅(qū)動(dòng)此引腳（這是此類應(yīng)用中十分常見(jiàn)的情況），那么在目標(biāo)頻率范圍內(nèi)，驅(qū)動(dòng)放大器必須具有非常低的輸出阻抗。否則，系統(tǒng)的CMRR相對(duì)于頻率的性能會(huì)下降。相對(duì)于頻率的較低輸出阻抗需要較高功率的驅(qū)動(dòng)放大器。
Bill：是的，在我們的新設(shè)計(jì)中，我們要驅(qū)動(dòng)那個(gè)引腳，因此這會(huì)是一個(gè)問(wèn)題。我們花了些時(shí)間尋找緩沖器，它能提供與該引腳僅僅接地時(shí)相似的CMRR性能。
回到最初的問(wèn)題，我們使用AD8221，采用±15.5 V電源供電，電源電流為0.9 mA。我們希望通過(guò)降低儀表放大器耗用的電流和電源軌來(lái)降低功耗。于是，我們開始尋找功耗更低但仍然能滿足其它性能要求的器件。
我們查看的一款儀表放大器是AD8235/AD8236AD8236，它的功耗非常低，尺寸很小，但噪聲太高，最大供電軌為5 V，無(wú)法滿足我們的直流失調(diào)要求。
Matt： 這些是基于CMOS的儀表放大器，功耗40 A，非常受功耗重于性能的ECG監(jiān)控應(yīng)用的歡迎，但不太適合CareFusion開發(fā)的診斷級(jí)EEG。
Bill:我們考慮的另一款器件是AD627，它的功耗也非常小，并且支持寬電源軌。過(guò)去我們測(cè)試過(guò)它的噪聲，知道相對(duì)于功耗而言，它具有良好的性能。然而，它采用的是SOIC封裝，在今天來(lái)說(shuō)，尺寸較大，不利于縮小電路板的尺寸。
Matt： 是的，也許我們得做點(diǎn)什么…
Bill：你們還有許多300 A到500 A電源電流及寬電源范圍的器件，例如 the AD8226 和 AD8227。但是，所有這些器件都具有至少20 nA的輸入偏置電流，超過(guò)了本設(shè)計(jì)的低于5nA的額定要求。
Matt： 對(duì)于AD8226 和 AD8227等器件，我們希望能夠測(cè)量低至負(fù)電源軌的電壓。我們使用一個(gè)較為簡(jiǎn)單的輸入級(jí)來(lái)執(zhí)行測(cè)量，不得不犧牲一些輸入偏置電流來(lái)達(dá)到目標(biāo)。對(duì)于AD8221，我們同時(shí)利用輸入偏置電流補(bǔ)償和Superbeta晶體管來(lái)將偏置電流降至數(shù)百pA典型值，這讓我們的許多客戶感到滿意，但不利的一面是，我們放棄了輸入端的一些裕量。
Bill，決定你的偏置電流要求的因素是什么？EEG電極的源阻抗是不是10 k左右？對(duì)于AD8226AD8226，最大輸入偏置電流為27 nA，因此電壓為270 uV，與來(lái)自電極的大失調(diào)相比，這簡(jiǎn)直微不足道。你能告訴我們決定偏置電流要求的因素是什么嗎？
Bill：5 nA要求來(lái)自于我們的一些放大器，這些放大器必須應(yīng)付高得多的電極阻抗。然而，該放大器具有低至DC的EEG顯示帶寬要求。我們關(guān)心的是如何將電極阻抗變化引起的基線漂移效應(yīng)降至最低。
發(fā)現(xiàn)ADI公司以及其他廠商沒(méi)有任何一款儀表放大器滿足我們的要求之后，我們決定自行構(gòu)建。我們知道，為了獲得100 dB以上的CMRR，減法器級(jí)中的電阻必須匹配。過(guò)去我們?cè)囼?yàn)過(guò)匹配電阻網(wǎng)絡(luò)，但發(fā)現(xiàn)這種網(wǎng)絡(luò)非常昂貴。同時(shí)，我們似乎從來(lái)沒(méi)有獲得期望的CMRR性能，可能是因?yàn)殡娐钒宓募纳娙萦绊?。我們發(fā)現(xiàn)差動(dòng)放大器AD8278 具有我們需要的性能和功耗。
Harry： 四電阻差動(dòng)放大器比乍看起來(lái)更復(fù)雜。對(duì)于理想的運(yùn)算放大器，CMRR受電阻匹配度限制（圖2中的R3-R6）。差動(dòng)放大器的近似計(jì)算公式（參見(jiàn)參考文獻(xiàn)1）如下：
其中，Ad為差動(dòng)放大器的增益，t為電阻的容差。因此，對(duì)于1倍增益和1%電阻，CMRR = 50 V/V或大約34 dB；對(duì)于0.1%電阻，CMRR =500 V/V或大約54 dB。
Bill：我在你們的設(shè)計(jì)手冊(cè)中看到過(guò)類似的闡述（參見(jiàn)參考文獻(xiàn)2）。
Harry： 上述公式適用于低頻情況。當(dāng)頻率較高時(shí)，CMRR可能會(huì)進(jìn)一步下降。例如，如果因?yàn)镻C板布局或內(nèi)部芯片布局的影響，兩個(gè)運(yùn)算放大器輸入的輸入電容差為400 fF到500 fF，電阻為10 k，那么10 kHz時(shí)的交流CMRR會(huì)下降6 dB到7 dB。如果系統(tǒng)中有一個(gè)20 kHz（或更高）開關(guān)調(diào)節(jié)器，這可能很重要。
即使具有理想的電阻和平衡電容，CMRR最終也會(huì)受運(yùn)算放大器的限制。
差動(dòng)放大器的性能主要分為兩類。第一，典型的高端電流檢測(cè)應(yīng)用需要在電流范圍的高端具有3%到5%的精度。一個(gè)具有合理失調(diào)和1%電阻的低成本運(yùn)算放大器可以達(dá)成此需求。請(qǐng)記住，有一些低成本運(yùn)算放大器可能具有低于50 dB的CMRR，這一點(diǎn)常常被忽略掉。第二，更精密的應(yīng)用，通常作為分立儀表放大器的第二級(jí)，處于0.1%到1%范圍，具有超過(guò)70 dB到80 dB的CMRR。這可以利用一個(gè)良好的運(yùn)算放大器、四個(gè)具有低溫度系數(shù)(TC)的匹配電阻（最好是比例匹配TC），以及謹(jǐn)慎的PCB電路板布局來(lái)實(shí)現(xiàn)?？紤]到總成本與電路板空間，單芯片差動(dòng)放大器看起來(lái)極具吸引力。我能明白Bill為什么選擇AD8278；我們?yōu)樗隽似D苦的努力。
Bill：ADI公司提供了一系列增益為1/2、1或2的差動(dòng)放大器。比較AD8271 和 AD8278之后，我們選擇了AD8278，因?yàn)樗墓母汀Ｎ覀儗⑵湓鲆媾渲脼?/2，這使得我們能夠提高輸入緩沖器的增益，降低電源軌（最終確定為±7.5V DC），并且滿足噪聲和直流失調(diào)容差要求。我們相信，將盡可能多的增益移動(dòng)到輸入緩沖器可以使噪聲最低。（關(guān)于新設(shè)計(jì)的噪聲、CMRR和失調(diào)容差，請(qǐng)參見(jiàn)等式5至11）
Matt： AD8278 的增益可以配置為1/2或2。我們通常認(rèn)為，將放大器置于最高增益級(jí)可以獲得最佳的噪聲性能。然而，由于AD8278是該設(shè)計(jì)的第二級(jí)，因此將放大器置于較低增益級(jí)實(shí)際上有助于提高設(shè)計(jì)的噪聲性能。這樣，Bill就可以在第一級(jí)中應(yīng)用更多增益。低噪聲設(shè)計(jì)的一個(gè)重要法則是讓第一級(jí)具有盡可能多的增益，本設(shè)計(jì)當(dāng)然也不例外。
將更多增益放在第一級(jí)也有助于提高儀表放大器的CMRR性能。我們可以根據(jù)先前關(guān)于電阻容差與CMRR關(guān)系的討論進(jìn)行計(jì)算，將差動(dòng)放大器的增益從1/2變?yōu)?時(shí)，CMRR將提高6 dB，這與AD8278 數(shù)據(jù)手冊(cè)也是一致的。然而，如果相反，我們?cè)诘谝患?jí)另外提供4倍的增益，那么差分增益將提高4倍，但共模增益保持不變。換言之，通過(guò)第一級(jí)放大，我們可以獲得12 dB的額外CMRR，而將增益應(yīng)用于差動(dòng)放大器時(shí)，只能獲得6 dB的提高。注意，這一技巧僅適用于第一級(jí)中的運(yùn)算放大器具有良好CMRR的情況，因此，使用高質(zhì)量運(yùn)算放大器相當(dāng)重要。
相對(duì)于我們的集成儀表放大器，使用G = 1/2的差動(dòng)放大器級(jí)是Bill優(yōu)化分立設(shè)計(jì)的方法之一。通常，對(duì)于我們的集成儀表放大器，我們必須將差動(dòng)放大器的增益設(shè)置為G = 1或更高，因?yàn)檩^低的差動(dòng)放大器增益會(huì)限制儀表放大器處理寬共模電壓擺幅的能力。
Bill：經(jīng)過(guò)大量搜索后，我們選擇AD8622作為輸入緩沖運(yùn)算放大器。該運(yùn)放具有我們需要的全部特性：小封裝尺寸、低功耗、低輸入偏置電流、低0.1–10 Hz噪聲和寬電源軌。還有一個(gè)我們認(rèn)為重要的特性是單位增益穩(wěn)定性。雖然我們的緩沖器以10倍增益工作，但在儀表放大器配置中，共模信號(hào)看到的增益是1，因此可能會(huì)引發(fā)穩(wěn)定性問(wèn)題（參見(jiàn)參考文獻(xiàn)3）。
Harry：對(duì)于前端運(yùn)算放大器，存在數(shù)十種甚至數(shù)百種選擇，因此，獲得確切的失調(diào)電壓、偏置電流、電源電流等有助于優(yōu)化設(shè)計(jì)。當(dāng)我們?cè)O(shè)計(jì)一個(gè)儀表放大器時(shí)，必須就一些因素進(jìn)行大致的權(quán)衡，為了獲得最后10%的性能，這種努力是值得的。AD8622 是我們精密放大器產(chǎn)品線中的新成員，提供真正出色的特性組合，包括電壓噪聲、低1/f轉(zhuǎn)折頻率、電源電流、增益頻寬、失調(diào)電壓、失調(diào)電壓漂移等。
我想贊揚(yáng)Bill劃分系統(tǒng)的方式。有時(shí)候，我們看到一個(gè)四通道放大器的三部分被用于構(gòu)建儀表放大器，這是很容易掉入的陷阱。依據(jù)Vos、TCVos、增益、帶寬、CMRR等來(lái)看，第一級(jí)的需求與差動(dòng)放大器級(jí)是完全不同的。此外，為了獲得最后10%的性能，第一級(jí)使用雙通道放大器，第二級(jí)使用單通道放大器非常有意義。為了在運(yùn)算放大器中獲得低電壓噪聲，需要消耗第二級(jí)當(dāng)中并不需要的大量電流。假如第二級(jí)驅(qū)動(dòng)一個(gè)重負(fù)載，那么就需要比第一級(jí)運(yùn)算放大器更多的驅(qū)動(dòng)。四通道放大器的另一個(gè)缺點(diǎn)是：輸出運(yùn)算放大器的熱量可能會(huì)反饋到第一級(jí)運(yùn)算放大器。詳細(xì)討論參見(jiàn)參考文獻(xiàn)4和5。
Bill：我們的第一選擇本來(lái)是使用集成儀表放大器，藉以節(jié)省電路板空間。然而，使用精密差動(dòng)放大器后，確實(shí)使我們可以對(duì)儀表放大器進(jìn)行微調(diào)，而不需要昂貴且占用電路板空間的電阻網(wǎng)絡(luò)。我們得以顯著降低功耗，同時(shí)仍然保持重要的性能特性，像是噪聲、CMRR以及直流輸入容差等。
圖3. CareFusion儀表放大器簡(jiǎn)圖
Harry：謝謝，Bill。Matt和我非常高興與您合作開發(fā)一款先進(jìn)的設(shè)計(jì)。
附錄：BILL的計(jì)算公式
計(jì)算AD8221在0.1 Hz至100 Hz帶寬內(nèi)的期望峰峰值噪聲以揭示增益的影響（忽略電流噪聲，因?yàn)殡姌O阻抗很低）。
加上1/f噪聲（使用增益= 10，來(lái)自數(shù)據(jù)手冊(cè)）：
計(jì)算AD8221BR 的期望最小CMRR以揭示增益引起的提高。
（使用增益= 1，來(lái)自數(shù)據(jù)手冊(cè)）：
計(jì)算AD8221的電極失調(diào)容差：
針對(duì)新儀表放大器設(shè)計(jì)（忽略電流噪聲，因?yàn)樽杩购艿停?/div>
AD8622 緩沖器的噪聲：
加上 1/f 噪聲：
½ Rg與Rf并聯(lián)的噪聲：
來(lái)自AD8278的噪聲：
加上1/f噪聲：
所有噪聲源求和：
新儀表放大器設(shè)計(jì)的期望最小CMRR：
新設(shè)計(jì)的電極失調(diào)容差（直流源連接到一個(gè)輸入端，另一個(gè)輸入端接地）。
參考電路
1. Pallás-Areny, Ramón and Webster, John G. “Common Mode Rejection Ratio in Differential Amplifiers” IEEE Transactions On Instrumentation and Measurement, Vol. 40, No 4, August 1991, pp 669-676.
2. Analog Devices, Linear Circuit Design Handbook. p 2.9.
3. D. Rod White “Phase Compensation of the Three Op Amp Instrumentation Amplifier” IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement, Vol. IM-36, September 1987.
4. Holt, Harry “Op Amps: To Dual or Not to Dual (Part 1)” EETimes.
5. Holt, Harry “Op Amps: To Dual or Not to Dual (Part 2)” EETimes.
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