【導讀】噪聲是模擬電路設計的一個核心問題，它會直接影響能從測量中提取的信息量，以及獲得所需信息的經(jīng)濟成本。遺憾的是，關于噪聲有許多混淆和誤導信息，可能導致性能不佳、高成本的過度設計或資源使用效率低下。今天我們就聊聊關于模擬設計中噪聲分析的11個由來已久的誤區(qū)。
誤區(qū)一：降低電路中的電阻值總是能改善噪聲性能
噪聲電壓隨著電阻值提高而增加，二者之間的關系已廣為人知，可以用約翰遜噪聲等式來描述：
erms：均方根電壓噪聲。
k：玻爾茲曼常數(shù)。
T：溫度（單位為K）。
R：電阻值，B為帶寬。
這讓許多工程師得出結論：為了降低噪聲，應當降低電阻值。雖然這常常是正確的，但不應就此認定它是普遍真理，因為在有些例子中，較大的電阻反而能夠改善噪聲性能。
在大多數(shù)情況下，測量電流的方法是讓它通過一個電阻，然后測量所得到的電壓。根據(jù)歐姆定律V= I×R，產(chǎn)生的電壓與電阻值成正比，但正如上式所示，電阻的約翰遜噪聲與電阻值的平方根成正比。由于這個關系，電阻值每提高一倍，信噪比可提高3dB。在產(chǎn)生的電壓過大或功耗過高之前，此趨勢一直是正確的。
誤區(qū)二：所有噪聲源的噪聲頻譜密度可以相加；帶寬可以在最后計算時加以考慮
將多個噪聲源的噪聲頻譜密度（
）加總（電壓噪聲源按平方和開根號），而不分別計算各噪聲源的rms噪聲，可以節(jié)省時間，但這種簡化僅適用于各噪聲源帶寬相同的情況。如果各噪聲源的帶寬不同，簡單加總就變成一個可怕的陷阱。
）加總（電壓噪聲源按平方和開根號），而不分別計算各噪聲源的rms噪聲，可以節(jié)省時間，但這種簡化僅適用于各噪聲源帶寬相同的情況。如果各噪聲源的帶寬不同，簡單加總就變成一個可怕的陷阱。
圖1：使用rms噪聲而不是頻譜密度進行噪聲計算的理由
圖1顯示了過采樣系統(tǒng)中的情況。從噪聲頻譜密度看，系統(tǒng)總噪聲似乎以增益放大器為主，但一旦考慮帶寬，各級貢獻的rms噪聲其實非常相近。
誤區(qū)三：手工計算時必須包括每一個噪聲源
設計時有人可能忍不住要考慮每一個噪聲源，但設計工程師的時間是寶貴的，這樣做在大型設計中會非常耗時。全面的噪聲計算最好留給仿真軟件去做。
不過，設計人員如何簡化設計過程需要的手工噪聲計算呢？答案是忽略低于某一閾值的不重要噪聲源。如果一個噪聲源是主要噪聲源（或任何其他折合到同一點的噪聲源）的1/5 erms，其對總噪聲的貢獻將小于2%，可以合理地予以忽略。設計人員常會爭論應當把該閾值選在哪里，但無論是 1/3、1/5還是1/10（分別使總噪聲增加5%、2%和0.5%），在設計達到足以進行全面仿真或計算的程度之前，沒必要擔心低于該閾值的較小噪聲源。
誤區(qū)四：應挑選噪聲為ADC 1/10的ADC驅動器
模數(shù)轉換器（ADC）數(shù)據(jù)手冊可能建議利用噪聲為ADC 1/10左右的低噪聲ADC驅動放大器來驅動模擬輸入。但是，這并非總是最佳選擇。在一個系統(tǒng)中，從系統(tǒng)角度權衡ADC驅動器噪聲常常是值得的。
首先，如果系統(tǒng)中ADC驅動器之前的噪聲源遠大于ADC驅動器噪聲，那么選擇超低噪聲ADC驅動器不會給系統(tǒng)帶來任何好處。換言之，ADC驅動器應與系統(tǒng)其余部分相稱。
其次，即使在只有一個ADC和一個驅動放大器的簡單情況下，權衡噪聲并確定其對系統(tǒng)的影響仍是有利的。通過具體數(shù)值可以更清楚地了解其中的理由。
考慮一個系統(tǒng)采用16位ADC，其SNR值相當于100 µV rms噪聲，用作ADC驅動器的放大器具有µV rms噪聲。按和方根加總這些噪聲源，得到總噪聲為100.5 rms，非常接近ADC單獨的噪聲?？梢钥紤]下面兩個讓放大器ADC更為平衡的方案，以及它們對系統(tǒng)性能的影響：
如果用類似的18位ADC代替16位ADC，前者的額定SNR相當于40 µV rms噪聲，則總噪聲變?yōu)?1 µV rms。
或者，如果保留16位ADC，但用更低功耗的放大器代替上述驅動器，該放大器貢獻30 µV rms噪聲，則噪聲變?yōu)?04 µV rms。
就系統(tǒng)性能而言，以上兩種方案可能是比原始組合更好的選擇。關鍵是要權衡利弊以及其對系統(tǒng)整體的影響。
誤區(qū)五：直流耦合電路中必須始終考慮1/f噪聲
1/f噪聲對超低頻率電路是一大威脅，然而，許多直流電路的噪聲是以白噪聲源為主，1/f噪聲對總噪聲無貢獻，因而不用計算1/f噪聲。
為了弄清這種效應，以一個放大器（其1/f噪聲轉折頻率fnc為10 Hz）為例。對于各種帶寬，計算10秒采集時間內(nèi)包含和不含1/f噪聲兩種情況下的電路噪聲，以確定不考慮1/f噪聲的影響。其中寬帶噪聲為：
● 當帶寬為fnc的100倍時，寬帶噪聲開始占主導地位；
● 當帶寬超過fnc的1000倍時，1/f噪聲微不足道。
現(xiàn)代雙極性放大器可以具有比10 Hz低很多的噪聲轉折頻率，零漂移放大器則幾乎完全消除了1/f噪聲。
圖2：1/f 噪聲影響與電路帶寬的關系示例
誤區(qū)六：因為1/f噪聲隨著頻率降低而提高，所以直流電路具有無限大噪聲
雖然直流對電路分析是一個有用的概念，但真實情況是，如果認為直流是工作在0 Hz，那么實際上并不存在這樣的事情。隨著頻率越來越低，趨近0 Hz，周期會越來越長，趨近無限大。這意味著存在一個可以觀測的最低頻率，哪怕電路在理論上是直流響應。該最低頻率取決于采集時長或孔徑時間，也就是觀測器件輸出的時長。如果一名工程師開啟器件并觀測輸出100秒，則其能夠觀測到的最低頻率偽像將是0.01 Hz。這還意味著，此時可以觀測到的最低頻率噪聲也是0.01 Hz。
現(xiàn)在通過一個數(shù)值例子來展開說明，考慮一個DC至1 kHz電路，連續(xù)監(jiān)控其輸出。如果在前100秒觀測到電路中一定量的1/f噪聲，從0.01 Hz至1 kHz（5個十倍頻程的頻率），則在30年（約1nHz，12個十倍頻程）中觀測到的噪聲量可計算為：
或者說比前100秒觀測到的噪聲多55%。這種增加幾乎沒有任何意義，即使考慮最差情況——1/f噪聲持續(xù)增加到1 nHz（目前尚無測量證據(jù)）——也是如此。
理論上，如果沒有明確定義孔徑時間，1/f噪聲可以計算到一個等于電路壽命倒數(shù)的頻率。實踐中，電路在如此長時間內(nèi)的偏差以老化效應和長期漂移為主，而不是1/f噪聲。許多工程師為直流電路的噪聲計算設定0.01或1 mHz之類的最低頻率，以使計算切合實際。
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