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簡介

 

傳統(tǒng)無線電設備使用高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器以及正交調(diào)制器作為有線和無線通信鏈路的主要構(gòu)建模塊。經(jīng)典的外差、超外差和直接變頻架構(gòu)中發(fā)送器和接收器對于數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的要求是相同的，突破了數(shù)字處理到真實世界中的模擬信號和模擬信號到數(shù)字處理之間的界限。數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器技術(shù)的進步連同濾波器技術(shù)和功率放大器技術(shù)一起，奠定了無線電設計進步的基礎。

 

采用一組基帶高速ADC構(gòu)建的經(jīng)典無線電發(fā)送器如圖1所示。 數(shù)字基帶數(shù)據(jù)通過兩個同步高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器發(fā)送，同相數(shù)據(jù) 通過I DAC，正交數(shù)據(jù)通過Q DAC。DAC輸出至正交調(diào)制器。 取決于調(diào)制器的類型，輸出可以是低中頻（比如200 MHz至 400 MHz），也可以是較高的IF頻率（比如500 MHz至1 GHz）， 甚至RF頻率（1 GHz至5 GHz范圍）。圖中顯示了后續(xù)上變頻至 實際的最終頻率。輸出信號采用帶通濾波器進行濾波，然后通 過功率放大器和另一個帶通濾波器發(fā)送（可集成在雙工器內(nèi)）。

圖1. 使用高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的經(jīng)典超外差發(fā)送器圖例。

 

這類架構(gòu)常見的瞬時發(fā)送帶寬為幾十至幾百MHz，主要受轉(zhuǎn) 換器、功率放大器和濾波器帶寬的限制。對于最新的E頻段微 波回傳無線電等系統(tǒng)來說這是不夠的，這類系統(tǒng)要求500 MHz、1 GHz甚至2 GHz無線電通道帶寬。如果考慮使用無線 基礎設施基站（舉例而言）中可能采用的多頻段無線電，可 能需要同等寬度的500 MHz或700 MHz，甚至1 GHz，用來覆 蓋部分頻段組合。采用兩個傳統(tǒng)射頻通道也許可以滿足要求， 每頻段使用一個射頻通道。無論出于成本、尺寸或是其它因 素的考慮，將多個射頻通道合成一個射頻通道是更適合需求 的一個方案。此時便需要一種新的方法來實現(xiàn)。

 

 

高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的技術(shù)發(fā)展長期側(cè)重于提高數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器速率， 同時保持性能指標不變。性能指標包括噪聲頻譜密度 (NSD) 和無雜散動態(tài)范圍 (SFDR) 等項目。交調(diào)失真 (IMD) 亦很重 要—無論是單音信號還是調(diào)制信號， 比如GSM、3G (WCDMA)、4G (OFDM) 和使用256 QAM的有線應用等普遍 使用的無線通信系統(tǒng)中的信號。

 

較高的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換速率能為無線電設計人員提供多項優(yōu)勢。首 先，信號鏡像被推向更高的頻率，使模擬重建濾波器的設計 更簡單、更可靠。此外，更高的更新速率創(chuàng)造出更寬的第一 奈奎斯特區(qū)，進而使轉(zhuǎn)換器可直接合成更高的輸出頻率。當 直接頻率合成的信號足夠高的時候，整個的模擬頻率變換， 或者上變頻器就可以從無線電設備中移除。簡化頻率規(guī)劃， 降低無線電的功耗并縮小尺寸。更高的更新速率增加了帶寬， 量化噪聲可以擴展到更寬的有用帶寬內(nèi)，使處理設備獲得了 更好性能的發(fā)射噪聲頻譜密度。

 

隨著CMOS處理技術(shù)的進步，在數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器中加入信號處理 功能也變得十分普遍。DAC中增加的NCO和插值器特性集減 少了實現(xiàn)這些特性的FPGA或ASIC的負擔和功耗，同時DAC 相比沒有這些特性集時的數(shù)據(jù)傳輸速率要求更低。較低的數(shù) 據(jù)速率降低了系統(tǒng)總功耗，某些情況下使數(shù)據(jù)芯片（布速范 圍最高300 MHz至400 MHz）得以跟上轉(zhuǎn)換器的速度。在芯片 上集成NCO可實現(xiàn)無線電的第一奈奎斯特區(qū)頻率在數(shù)字域中 的轉(zhuǎn)換，因此當今無線電設計中通常采用數(shù)百MHz的中等頻 率，這是因為數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器中集成了NCO和插值器。

 

 

RF數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的改變之處在于其工作的最終轉(zhuǎn)換速率發(fā)生了 變化，并且新增的信號處理同樣可以處理這些速度的信號。 這些新的功能與速度的強大結(jié)合可以極大地改變無線電架構(gòu) 設計，為可重新配置和軟件定義無線電開啟了新的可能性。

圖2. AD9162和AD9164系列RF DAC框圖。

 

AD9162和AD9164系列RF DAC便是很好的例子。AD9162和 AD9164的框圖如圖2所示。AD9162是一款16位、6 GSPS RFDAC，集成從1倍旁路模式直到24倍插值的多種插值選項。插 值器工作帶寬為經(jīng)典的80%帶寬，或更寬的90%帶寬，后者瞬 時信號帶寬更高，功耗也略高。數(shù)據(jù)路徑同樣集成了最終半 帶插值器FIR85，圖2中以NCO之前的"HB 2×"模塊顯示，能有 效地使DAC更新速率翻倍，達到12 GSPS，可以將鏡像移動至 更遠處，放寬濾波要求?？蛇xFIR85后接一個工作在6 GSPS更 新速率或12 GSPS更新速率（若FIR85使能）的48位數(shù)控振蕩 器 (NCO)。NCO 后面的反sinc 濾波器預先處理了送往 DAC 核的數(shù)據(jù)，從了矯正了DAC 輸出的sinc 包絡特性

 

DAC內(nèi)核采用ADI公司專利的四通道開關(guān)架構(gòu)1，提供出色的 無雜散動態(tài)范圍 (SFDR) 和噪聲頻譜密度 (NSD)，具有業(yè)界最 佳的動態(tài)范圍，同時四通道開關(guān)還提供大家熟悉的DAC解碼 器選項：不歸零 (NRZ) 模式、歸零 (RZ) 模式和混頻模式™。 FIR85為DAC解碼器新增了一項新特性，稱為2xNRZ模式，后 文將會詳細解釋。

 

AD9164具有AD9162的基礎功能，同時以快速跳頻 (FFH) NCO引擎的形式加入了直接數(shù)字頻率合成 (DDS) 功能。FFH NCO具有多項獨特功能，因而非常適合用在高速測試儀器儀 表、本振替代品、安全無線電通信和雷達激勵器等市場。 FFH NCO引擎集成32個32位NCO，每一個都有自己的相位累 加器，同時提供選擇模塊，實現(xiàn)快速跳頻。

 

AD9162有兩款衍生產(chǎn)品，面向?qū)I(yè)市場。AD9161是一款11位、 6 GSPS RF DAC，集成最低2倍插值。AD9161 i的SFDR和NSD適 合電纜前端和遠程PHY應用，符合DOCSIS 3.0規(guī)范。較低的信 號帶寬和動態(tài)范圍使AD9161無需進口許可證。AD9163是一款 16位、6 GSPS RF DAC，具有最低6倍插值，保留了AD9162主 產(chǎn)品的全動態(tài)范圍。器件的全動態(tài)范圍以及1 GHz寬瞬時帶寬 加上全范圍NCO使其適合單頻段或雙頻段無線基礎設施基站應 用和傳統(tǒng)頻段中的點對點微波系統(tǒng)，同時具有無需進口許可證 的優(yōu)勢。表1總結(jié)了該產(chǎn)品系列和主要特性。

 

表1. AD9162 和AD9164 系列6 GSPS RF DAC 特性與目標市場匯總

 

數(shù)據(jù)通過8通道、12.5 GBPS JESD204B接口輸入AD9162和 AD9164。此高速串行接口減少了數(shù)字基帶器件與DAC相連所 需的導線數(shù)量，簡化了電路板的布局復雜性。數(shù)據(jù)手冊給出 了接口操作的詳細指南，ADI網(wǎng)站上給出了JESD204B接口詳 細指南。

 

AD9162和AD9164數(shù)據(jù)路徑上的第一個插值器是一個2倍半帶 或3倍第三頻段濾波器。這兩個濾波器都有可選80%或90%信 號帶寬。兩個濾波器均提供85 dB或更高的阻帶抑制。90%濾 波器工作需要較高的功耗消耗，因為它們的截止特性更陡峭， 因此抽頭數(shù)量也更多。其余2倍半帶濾波器全部工作在90%帶 寬，支持全部的第一插值器。FIR85同樣工作在90%帶寬。由 于后續(xù)所有濾波器都一路沿著插值路線，因此它們可以工作 在90%帶寬，且功耗幾乎不增加。

 

FIR85使能時可提供2xNRZ模式，其實現(xiàn)方式與其它插值濾波 器有所不同。它利用DAC的四通道開關(guān)架構(gòu)，并在DAC時鐘 的上升和下降沿對數(shù)據(jù)采樣。這種采樣方式在每一個時鐘邊 沿處采樣新數(shù)據(jù)，因此可以使DAC的采樣速率翻倍，高達12 GSPS。這樣就將信號鏡像從fDAC – fOUT外推至2xfDAC – fOUT， 更容易通過可以實現(xiàn)的模擬濾波器過濾鏡像。這種采樣和插 值方式使DAC的輸出對時鐘平衡更為敏感，但可以調(diào)節(jié)DAC 時鐘輸入，達到更佳的性能。這些調(diào)節(jié)是通過串行外設接口 (SPI) 對寄存器編程而實現(xiàn)的。數(shù)據(jù)手冊中給出了詳細信息。

 

48位NCO是一個完全正交NCO，可實現(xiàn)輸入數(shù)據(jù)信號的無鏡 像頻率偏移或單個信號音的直接數(shù)字頻率合成。NCO有兩種 可選工作模式，即相位連續(xù)或相位斷續(xù)頻率開關(guān)模式。在相 位連續(xù)開關(guān)模式下，頻率調(diào)諧字 (FTW) 更新，但相位累加器 不復位，導致相位頻率連續(xù)改變。在相位斷續(xù)模式下，當 FTW更新時，相位累加器復位。串行外設接口 (SPI) 保證具有 100 MHz，可實現(xiàn)FTW的快速更新。

 

AD9164的NCO引入了一項重要的特性—快速跳頻NCO (FFH NCO)。FFH NCO額外集成31個32位NCO，每一個都有自己的 相位累加器。每一個NCO都有自己的FTW，因此器件內(nèi)總共 可以編程32個NCO FTW。提供一個FTW選擇寄存器，以便 SPI寄存器字節(jié)的單次寫操作可以完成一次精度為32位的新頻 率跳頻。這意味著通過100 MHz SPI可以在240 ns內(nèi)以單字節(jié) 寫操作選擇新的FTW。

 

FFH NCO具有額外的相位相干跳頻模式，適合儀器儀表和軍 事應用。相位相干跳頻對于測試應用而言很重要，此外對于 需要跟蹤激勵器信號相位以供后續(xù)使用的雷達應用也很重要。 相位相干跳頻可從一個頻率變化到另一個頻率并再次返回原 來的頻率，而不會丟失原來頻率的相位累加。換言之，它可 以實現(xiàn)從一個頻率到另一個頻率然后返回上一個頻率，就像 頻率從未改變一樣。

 

 

AD9162和AD9164的信號處理特性和高采樣速率可以簡化圖1 中的射頻架構(gòu)。更新后的圖形如圖3所示。由于RF數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器 可以直接以所需的輸出頻率合成信號，因此不再需要正交調(diào) 制器或上變頻混頻器。信號在數(shù)字處理器中建立，通過RF數(shù) 據(jù)轉(zhuǎn)換器輸出，因而大幅減少了需要部署的硬件數(shù)量。此外， 無線電也更容易實現(xiàn)，LO和DAC輸入無需校準至正交調(diào)制器 以便抑制LO泄露和干擾鏡像，因為調(diào)制器以數(shù)字方式在RF數(shù) 據(jù)轉(zhuǎn)換器內(nèi)部實現(xiàn)。

圖3. 采用RF數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的無線電發(fā)送器架構(gòu)。

 

此類架構(gòu)僅有一個模擬低通濾波器濾除數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器鏡像，為 可重新配置無線電或軟件定義無線電開啟了新機遇?？梢允?用相同的數(shù)字器件—RF數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器和重構(gòu)低通濾波器，只需 改變功率放大器和帶通濾波器即可實現(xiàn)各種不同的無線電。 圖4顯示了一個無線基站雙頻段發(fā)送器輸出示例，其在1800 MHz時有5個5 MHz WCDMA載波，在2100 MHz時有3 個5 MHz WCDMA。圖5顯示了一個合規(guī)的有線前端發(fā)送器輸出示 例，寬度為194 6 MHz，在50 MHz至1.2 GHz的DOCSIS 3.1頻 譜中具有256 QAM載波。圖6顯示了一個快速跳頻示例，駐留 時間為260 ns，其中寄存器編程時間為240 ns（單字節(jié)寫入）， 跳頻時間為20 ns。圖7顯示了AD9164出色的相位噪聲性能， 當采用4 GHz恒溫晶體振蕩器并合成一個3.9 GHz正弦波時， 性能優(yōu)于–125 dBc/Hz（10 kHz失調(diào)）。

圖4. 雙頻段WCDMA信號（1.8 GHz和2.1 GHz頻段）。

圖5. DOCSIS 3.1頻段內(nèi)的194 6 MHz 256 QAM信號（50 MHz至 1.2 GHz）。

圖6. AD9164的快速跳頻性能—每跳260 ns駐留時間。

圖7. AD9164的總相位噪聲性能。DAC時鐘信號源：4 GHz恒溫晶體振蕩器，具有最高600 kHz失調(diào)特性，這樣的信號發(fā)生器具有高于600 kHz的失調(diào)特性。

 

結(jié)論

 

RF數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器可以簡化無線電架構(gòu)設計，并通過省卻無線電 信號鏈上的很多元件而縮小尺寸。AD9162和AD9164的RF數(shù) 據(jù)轉(zhuǎn)換器中集成了一組令人激動的功能和出色的RF性能，可 滿足各種無線電發(fā)送器應用，展現(xiàn)出了真正的軟件定義無線 電比過去任何時候都要更接近現(xiàn)實。