【導讀】反激變換器常用于進行AC/DC和DC/DC轉換的開關模式電源，尤其是中低功率范圍（約2W至100W）的電源。在這個功率范圍內，反激變換器在尺寸、成本和效率比方面都極具競爭力。 反激變換器的工作基于耦合電感器，該電感器除了幫助實現(xiàn)功率轉換，還可以在變換器的輸入和輸出之間提供隔離功能。除此之外，它具有與其他開關變換器拓撲相同的基本元素：兩個開關（MOSFET和二極管）和一個輸出電容器。
反激變換器有兩個工作階段，即tON和tOFF，這兩個階段分別根據(jù)MOSFET的開關狀態(tài)來命名并控制。
在tON,期間，MOSFET導通，電流從輸入端流過原邊電感器，對耦合電感器進行線性充電，并在其周圍產(chǎn)生磁場（見圖1.b）。在副邊，整流二極管反向偏置，從而使變壓器與輸出端斷開連接（見圖1.a）。
圖1：a）MOSFET和二極管中的電壓 b）原邊和副邊線圈中的電流
存儲在輸出電容器中的電荷負責保持負載上的電壓穩(wěn)定（見圖2）。
圖2：反激變換器電流原理圖
在tOFF,期間，MOSFET斷開，耦合電感器開始通過二極管消磁（二極管現(xiàn)在已直接極化）。然后，電感電流會為輸出電容器充電并為負載供電。
反激變換器有兩種工作模式，采用何種方式取決于每個周期中電感電流的最小值。如果在電感完全放電之前MOSFET從tOFF切換到tON，則電感中的電流永遠不會為零，這種操作方式稱為連續(xù)導通模式（CCM）。如果tOFF持續(xù)足夠長的時間使原邊電感器能夠完全放電，則電感電流將在一段時間內為零，此時二極管和MOSFET都處于截止狀態(tài)，我們稱為斷續(xù)導通模式（DCM）。
CCM vs. DCM
反激變換器的這兩種工作模式看起來非常相似，但實際上各有優(yōu)缺點。設計人員在設計過程中全面考慮這些優(yōu)缺點非常重要，因為其所選的工作模式會對電源變換器的效率、變壓器、調整率、EMI和成本都產(chǎn)生重大影響。圖3和圖4顯示了CCM和DCM之間的區(qū)別。
圖3: CCM模式下的電流和電壓波形
圖4: DCM模式下的電流和電壓波形
效率
在DCM模式下，由于二極管上沒有反向恢復損耗且MOSFET為軟導通，其效率要高于CCM模式。但如果占空比太小，則為原邊電感充電的電流將非常高，這會降低變換器的整體效率。因此，必須為DCM選擇一個合適的占空比，以發(fā)揮其優(yōu)勢。
變壓器
至于變壓器的尺寸，由于DCM模式需要的電感器較小，因此從理論上講，它可以使用較小的變壓器。但是，由于原邊和副邊電流的尖峰增加，因此變壓器線規(guī)也必須加大，這意味著兩種模式下的變壓器大小是差不多相同的。盡管如此，DCM模式實際上確實允許使用更小的變壓器。由于DCM比CCM模式更有效，因此可以提高DCM模式下的開關頻率，從而應用更小的變壓器。
調整率
至于系統(tǒng)調整率和穩(wěn)定性，DCM模式中的反激拓撲比CCM模式中的反激拓撲更易補償。這是因為當變換器以CCM模式運行時，會出現(xiàn)不確定的右半平面零點（RHPZ），它會在較低頻率上引入不穩(wěn)定性。DCM模式則將RHPZ推到了更高的頻率上，使環(huán)路更易補償，因此可以提供比CCM更快的瞬態(tài)響應。
此外，當占空比大于0.5時，CCM反激變換器可能會產(chǎn)生次諧波振蕩，這意味著需要進行斜率補償。
EMI
由于DCM模式會對電感器完全充電和放電，因此邏輯上其原邊電流紋波要比CCM模式下大很多。電流紋波將產(chǎn)生一個可變信號，由于原邊電流回路中不同組件類似天線的行為，該信號隨后被傳播，并產(chǎn)生顯著的電磁干擾（EMI）。
另一方面，DCM反激變換器還實現(xiàn)了零電流開關（ZCS），這減少了整流二極管的反向恢復，從而提高了能源效率。但這種軟開關會影響效率并對EMI產(chǎn)生重大影響，因為它必須使用快速恢復二極管來減少能量損耗，但這會在副邊產(chǎn)生非常尖銳的電壓尖峰，引起振鈴，并可能導致高頻差模噪聲。為解決這個問題，必須采用緩沖電路來減少這些尖峰并確保符合電磁兼容性（EMC）標準和法規(guī)。
總結
本文介紹了連續(xù)導通模式（CCM）和斷續(xù)導通模式（DCM）之間的主要區(qū)別。表1匯總了這些差異，并概述了前文未提及的差異。
圖1: DCM 與 CCM
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來源：MPS
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