【導(dǎo)讀】本系列文章的第 5 和第 6 部分[1-7] 介紹有助于抑制非隔離 DC-DC 穩(wěn)壓器電路傳導(dǎo)和輻射電磁干擾 (EMI) 的實(shí)用指南和示例。當(dāng)然，如果不考慮電隔離設(shè)計(jì)，DC-DC 電源 EMI 的任何處理方式都不全面，因?yàn)樵谶@些電路中，電源變壓器的 EMI 性能對(duì)于整體 EMI 性能至關(guān)重要。
特別是，了解變壓器繞組間電容對(duì)共模 (CM) 發(fā)射噪聲的影響尤其重要。共模噪聲主要是由變壓器繞組間寄生電容以及電源開(kāi)關(guān)與底盤(pán)/接地端之間的寄生電容內(nèi)的位移電流所導(dǎo)致的。DC-DC 反激式轉(zhuǎn)換器已被廣泛用作隔離電源，本文專門(mén)對(duì)其 CM 噪聲進(jìn)行了分析。
反激式拓?fù)?/div>
DC-DC 反激式電路[8-9] 在工業(yè)與汽車市場(chǎng)領(lǐng)域應(yīng)用廣泛，由于可輕松配置成單個(gè)或多個(gè)輸出，尤為適合低成本隔離式偏置軌。需要進(jìn)行隔離的應(yīng)用包括用于單相及三相電機(jī)驅(qū)動(dòng)器的高壓 MOSFET 柵極驅(qū)動(dòng)器，以及工廠自動(dòng)化和過(guò)程控制所用的回路供電傳感器和可編程邏輯控制器。
反激式實(shí)現(xiàn)方案如圖 1 中的原理圖所示，該實(shí)現(xiàn)方案提供了一種結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、元件器數(shù)量少的可靠解決方案。如果可以采用初級(jí)側(cè)穩(wěn)壓 (PSR) 技術(shù)，則反饋穩(wěn)壓無(wú)需使用光耦合器及其相關(guān)電路[8]，從而能夠進(jìn)一步減少元器件數(shù)量，簡(jiǎn)化變壓器設(shè)計(jì)。具有功能型隔離的變壓器可直接實(shí)現(xiàn)電路接地隔離，而增強(qiáng)型隔離則用于安全要求極高的高壓應(yīng)用。
圖 1：采用典型的 24V 電源或 12V/48V 輸入（分別用于工業(yè)或汽車電池應(yīng)用）的 DC-DC 反激式穩(wěn)壓器。圖中已明確標(biāo)出具有磁化作用的反激式變壓器、漏電感以及電路寄生電容
反激式開(kāi)關(guān)波形特性
圖 2 所示為以非連續(xù)模式 (DCM) 和邊界導(dǎo)通模式 (BCM) 運(yùn)行的反激式功率級(jí)（如圖 1 所示）的初級(jí)側(cè) MOSFET 和次級(jí)側(cè)整流二極管電壓波形[8]。圖 2a 突出顯示了 DCM 模式下的開(kāi)關(guān)波形，其中初級(jí)側(cè) MOSFET 在開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)諧振電壓擺幅的谷值附近導(dǎo)通。圖 2b 所示為 BCM 開(kāi)關(guān)波形，其中準(zhǔn)諧振 MOSFET 在從二次側(cè)繞組電流衰減到零起約半個(gè)諧振周期延遲之后導(dǎo)通。在 DCM 和 BCM 模式下，初級(jí)側(cè) MOSFET 均在零電流時(shí)導(dǎo)通。
圖 2：以 DCM (a) 和 BCM (b) 模式運(yùn)行的反激式轉(zhuǎn)換器初級(jí)側(cè) MOSFET 和次級(jí)側(cè)二極管電壓波形；跨越初級(jí)側(cè)繞組的 DZ 電路可鉗位與漏電感相關(guān)的電壓尖峰
除了開(kāi)關(guān)期間尖銳的電壓和電流邊沿，對(duì)于 EMI，電壓尖峰過(guò)沖以及隨后產(chǎn)生的振鈴特性尤為棘手。每次換向都會(huì)激勵(lì)開(kāi)關(guān)與二極管寄生電容和變壓器漏電感之間的阻尼電壓和電流振蕩。圖 2 所示為 MOSFET 關(guān)斷時(shí)的開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓前沿尖峰和高頻振鈴。振鈴特性取決于與 MOSFET 輸出電容 (COSS) 諧振的初級(jí)側(cè)漏電感 (LLK-P) 以及變壓器初級(jí)側(cè)繞組電容 (CP)。類似地，二極管電壓振鈴取決于與二極管結(jié)電容 (CD) 諧振的二次側(cè)漏電感 (LLK-SEC) 及二次側(cè)繞組電容 (CS)。過(guò)沖和振鈴都會(huì)產(chǎn)生較高的瞬態(tài)電壓 (dv/dt)，因此任何至接地端的電容耦合都會(huì)導(dǎo)致產(chǎn)生感應(yīng)位移電流和 CM 噪聲。
以連續(xù)導(dǎo)通模式 (CCM) 工作時(shí)，主開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)反激二極管的反向恢復(fù)會(huì)產(chǎn)生額外的負(fù)面作用，使振鈴電壓升高并產(chǎn)生前沿尖峰電流，隨著恢復(fù)電流反映到初級(jí)側(cè)而流入初級(jí)側(cè) MOSFET。注意，反激式磁性元器件主要相當(dāng)于耦合電感，因?yàn)殡娏魍ǔ２粫?huì)同時(shí)流入初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)繞組。只有在開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換期間才能出現(xiàn)真正的變壓器行為[10]，此時(shí)電流同時(shí)流入初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)繞組（漏電感中的電流逐漸增大）。
隔離式 DC/DC 反激式轉(zhuǎn)換器中的 CM EMI
圖 3 所示為反激式穩(wěn)壓器的原理圖，其中連接有用于測(cè)量 EMI 的線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò) (LISN)。紅色虛線表示穿過(guò)寄生電容到達(dá)接地端并返回到 LISN 的 CM 噪聲電流主要傳播路徑。電容 CZ 從初級(jí)側(cè)接地端 (PGND) 連接到次級(jí)側(cè)接地端 (SGND)，將次級(jí)側(cè)的 CM 電流分流回初級(jí)側(cè)，其作用是分流流經(jīng) CSE 并通過(guò) LISN 返回的 CM 電流。
圖 3：雙線 DC-DC 反激式穩(wěn)壓器（輸入端連接有 LISN）的 CM 噪聲電流傳播路徑。同時(shí)，還顯示了初級(jí)側(cè)基準(zhǔn)的輔助輸出端
盡管初級(jí)側(cè) MOSFET 漏極端子的高轉(zhuǎn)換率電壓是主要的 CM 噪聲源，但變壓器及其寄生電容是傳導(dǎo) EMI 從初級(jí)側(cè)傳播到次級(jí)側(cè)的耦合通道，并且噪聲通過(guò)阻抗從輸出電路傳播到接地端。CM 電流主路徑（在圖 3 中由 ICM-SEC 表示）為，從變壓器的初級(jí)側(cè)流到次級(jí)側(cè)，并通過(guò)阻抗從輸出電路流到接地端。與非隔離轉(zhuǎn)換器類似，使用較小的開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)覆銅面積，將 MOSFET 散熱器（如果需要）連接到 PGND，同時(shí)避免開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)完全通過(guò)過(guò)孔連接到電路板底部[7]，這些措施都能消除從 MOSFET 漏極到接地端的耦合（在圖 3 中用 ICM-PRI 表示）。
對(duì)于此處所述的情況，與變壓器相關(guān)的以下三大考量因素適用。
首先，緊密耦合變壓器繞組可以最大限度地降低漏電感，從而實(shí)現(xiàn)高效率和高可靠性，同時(shí)降低開(kāi)關(guān)電壓應(yīng)力。交錯(cuò)設(shè)計(jì)是降低漏電感和繞組交流電阻的常用技術(shù)，因此，繞組間電容會(huì)相對(duì)變大。此外，對(duì)于具有印刷電路板 (PCB) 嵌入式繞組的平面變壓器，由于各個(gè)層堆疊緊密，各層的表面積大，因此，繞組間電容比傳統(tǒng)的繞線型設(shè)計(jì)更高。在任何情況下，將脈沖噪聲電壓源施加到這種分布式寄生電容，都會(huì)產(chǎn)生相對(duì)高的位移電流。該電流從初級(jí)側(cè)繞組流向次級(jí)側(cè)繞組，然后返回到接地端，從而產(chǎn)生較大的 CM 噪聲[11]。
其次，與寄生繞組間電容諧振的漏電感可能導(dǎo)致測(cè)得的 EMI 頻譜中出現(xiàn)明顯的高頻 CM 噪聲峰值。
第三，由于磁芯材料介電常數(shù)較高，對(duì)電場(chǎng)的阻抗低，因此，由高 dv/dt 節(jié)點(diǎn)產(chǎn)生的雜散近電場(chǎng)很容易通過(guò)變壓器磁芯耦合。然而，如果將磁芯包上銅箔并將銅箔連接到 PGND，則磁芯與地之間的寄生電容 (CME) 會(huì)很小。
通常，反激式變壓器設(shè)計(jì)的優(yōu)化不僅關(guān)乎解決方案尺寸、外形、效率和熱性能，對(duì) CM 噪聲性能也有巨大影響。
CM 噪聲分析模型
圖 4a 所示為雙繞組變壓器，初級(jí)側(cè)端子和次級(jí)側(cè)端子分別由（A、B）和（C、D）表示。端子 A 根據(jù)輸入總線電容等效連接到 PGND，在 CM 噪聲分析的適用頻率下表現(xiàn)為有效短路。圖 4b 顯示的是變壓器的傳統(tǒng)靜電模型。從節(jié)能角度來(lái)看，可建立包含六個(gè)電容的雙繞組變壓器的寄生電容模型，其中包括四個(gè)繞組間電容（C1、C2、C3、C4）和兩個(gè)繞組內(nèi)電容（CP、CS）。
除了影響脈沖開(kāi)關(guān)電壓波形的 dv/dt 之外，繞組內(nèi)電容不影響從初級(jí)側(cè)到次級(jí)側(cè)的位移電流。此六電容此模型不必要地提高了復(fù)雜性，并增大了變壓器等效電容的計(jì)算難度。但是，用等效噪聲電壓源代替非線性開(kāi)關(guān)器件（根據(jù) CM 噪聲分析的替換定理[12]）時(shí)，會(huì)將一個(gè)獨(dú)立或非獨(dú)立的噪聲電壓源與變壓器繞組并聯(lián)，并且可以去除兩個(gè)繞組內(nèi)電容。繞組電容模型可簡(jiǎn)化為四個(gè)集總電容，如圖 4c 所示，圖中 vSW 和 vSW/NPS 分別是初級(jí)側(cè)繞組和次級(jí)側(cè)繞組上的開(kāi)關(guān)電壓源。假設(shè)漏電感較低，則繞組電壓會(huì)如預(yù)期般根據(jù)變壓器匝數(shù)比 NPS 變化。
圖 4.(a) 用于 CM 噪聲分析的雙繞組變壓器；(b) 六電容 CM 模型；(c) 四電容 CM 模型。
最后，當(dāng)其中一個(gè)變壓器繞組等效連接到獨(dú)立電壓源（以替代非線性開(kāi)關(guān)）時(shí)，兩個(gè)集總電容便足以表現(xiàn)出雙繞組變壓器繞組間寄生電容的特征。雙電容模型的推導(dǎo)與位移電流守恒原則一致[12,13]。如圖 5a 所示，可能的雙電容繞組電容模型總共有六種。圖 5b 顯示了其中一種可能的雙電容 CM 模型實(shí)現(xiàn)方案（使用電容 CAD 和 CBD）及其相應(yīng)的戴維寧等效電路。
圖 5：(a) 六種可能的雙電容 CM 模型；(b) 雙電容 CM 模型及其戴維寧等效電路
雙電容 CM 噪聲模型可靈活地用于不同的隔離型穩(wěn)壓器拓?fù)?，并有助于通過(guò)實(shí)驗(yàn)測(cè)量推導(dǎo)出變壓器集總電容模型[13]。CTOTAL 是用阻抗分析儀測(cè)得的變壓器結(jié)構(gòu)化繞組間電容，測(cè)量時(shí)將初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)端子短接，然后將變壓器用作單端口網(wǎng)絡(luò)。對(duì)初級(jí)側(cè)繞組端子（A、B）施加源阻抗為 50W 的開(kāi)關(guān)頻率正弦激勵(lì)信號(hào)，并測(cè)量 VAD 與 VAB 的電壓比，可由公式 1 推導(dǎo)出 CBD：
顯然，該模型的優(yōu)點(diǎn)是通過(guò)簡(jiǎn)單的實(shí)驗(yàn)測(cè)量即可輕松推導(dǎo)出寄生電容，而無(wú)需了解變壓器結(jié)構(gòu)或電位沿繞組的分布情況[13]。
反激式穩(wěn)壓器 CM 噪聲模型
圖 6 所示為具有初級(jí)側(cè)、次級(jí)側(cè)、輔助和屏蔽繞組的反激式變壓器的 CM 模型（與圖 3 類似，但包含一個(gè)初級(jí)側(cè)接地屏蔽繞組）。NA 和 NSH 分別是初級(jí)側(cè)繞組與輔助繞組以及初級(jí)側(cè)繞組與屏蔽繞組的匝數(shù)比。對(duì)于初級(jí)側(cè)繞組與輔助繞組的耦合以及初級(jí)側(cè)繞組與屏蔽繞組的耦合，由于電流僅在初級(jí)側(cè)流動(dòng)，不會(huì)返回 LISN，因此對(duì)所測(cè)量的共模噪聲不產(chǎn)生影響，因此不考慮這些耦合。這樣，三個(gè) 4 電容電路便足以對(duì)初級(jí)側(cè)到次級(jí)側(cè)、輔助到次級(jí)側(cè)以及屏蔽到次級(jí)側(cè)繞組之間的耦合進(jìn)行建模。根據(jù)用作 CM 噪聲低阻抗的輸入電容，初級(jí)側(cè)繞組的端子 A 與 PGND 短接。
圖 6：(a) 多繞組反激式變壓器集總 CM 寄生電容模型；(b) 雙電容 CM 模型；(c) 戴維寧等效電路
根據(jù)前面的討論，只需要兩個(gè)獨(dú)立電容和一個(gè)電壓源即可描述 CM 特性，表達(dá)式已包括在圖 6 中。如前文所述，CTOTAL 是測(cè)得的短路初級(jí)側(cè)基準(zhǔn)繞組與短路次級(jí)側(cè)繞組之間的電容。
為建立圖 3 中反激式穩(wěn)壓器的 CM 噪聲模型，圖 7 中用方框突出表示了隨后替換為適當(dāng)雙電容 CM 變壓器模型的變壓器（包括初級(jí)側(cè)、次級(jí)側(cè)、輔助和屏蔽繞組）。根據(jù)替換定理，將電路中的非線性開(kāi)關(guān)器件替換為時(shí)域電壓或電流波形與原始器件完全相同的電壓或電流源時(shí)，電路中的所有電壓和電流都不會(huì)發(fā)生變化。因此，電壓波形與 MOSFET 的漏源極電壓相同的電壓源 (VSW) 將代替 MOSFET。同樣，電流波形與二極管電流相同的電流源 (IDOUT 和 IDCL) 將代替兩個(gè)二極管。替代后，電路中的電壓和電流保持不變。
同時(shí)，輸入和輸出電容對(duì) CM 噪聲的阻抗非常小，因此可將其阻抗忽略。CM 扼流器串聯(lián)阻抗表示為 ZCM-CHOKE，25W 測(cè)量電阻反映了 LISN 的特征。最后，去除了對(duì)流經(jīng) LISN 的 CM 噪聲沒(méi)有顯著影響的寄生電容。圖 7a 呈現(xiàn)了應(yīng)用替換定理后反激式穩(wěn)壓器的 CM 噪聲模型[14]。
圖 7：(a) 基于替換定理的反激式電路模型；(b) 應(yīng)用疊加定理后反激式穩(wěn)壓器的最終 CM 模型
與電壓源并聯(lián)或與電流源串聯(lián)的元器件對(duì)網(wǎng)絡(luò)中的電壓或電流無(wú)影響，因此可以去除。疊加定理可幫助分別分析 IDCL、IDOUT 和 VSW 的作用。顯然，IDCL 和 IDOUT 已短路，不會(huì)產(chǎn)生 CM 噪聲。圖 7b 顯示的是最終 CM 模型，公式 2 可計(jì)算在 LISN 測(cè)得的 CM 噪聲電壓：
隨后，可以方便地應(yīng)用包含測(cè)得的 VSW 波形的電路仿真，對(duì) CM 噪聲以及各個(gè)元器件所產(chǎn)生的影響進(jìn)行分析。如果假設(shè)漏電感的阻抗遠(yuǎn)低于總寄生繞組電容 CTOTAL，則可以認(rèn)為該模型是準(zhǔn)確的。顯然，減小 CBD 和增大 ZCM-CHOKE 或 CZ 都會(huì)導(dǎo)致噪聲電壓降低。注意，如果根據(jù)公式 1 測(cè)得的 VAD 為零，則 CBD 實(shí)際上是零，基本上消除了通過(guò)變壓器的 CM 噪聲。這是非常方便的測(cè)試變壓器是否平衡的手段。
基于雙電容變壓器模型的 CM 噪聲模型的一般推導(dǎo)過(guò)程遵循以下六個(gè)步驟：
1. 應(yīng)用替換定理，將非線性半導(dǎo)體器件替換為等效電壓源或電流源。替換的原則是，獲得易于分析的 CM 噪聲電路，同時(shí)避免電壓回路和電流節(jié)點(diǎn)。電壓源和電流源的時(shí)域波形應(yīng)與原始器件相同。輸入電容和輸出電容對(duì) CM 噪聲的阻抗非常小，因此視為短路。
2. 如果將其中一個(gè)變壓器繞組與電壓源并聯(lián)，則將所有其他繞組替換為受控電壓源，因?yàn)槔@組電壓取決于變壓器匝數(shù)比。
3. 去除所有與電壓源并聯(lián)或與電流源串聯(lián)的元器件，簡(jiǎn)化模型。
4. 用圖 5a 中最能簡(jiǎn)化 CM 噪聲分析的其中一個(gè)雙電容模型替換原來(lái)的變壓器。
5. 根據(jù)疊加定理，分析由所有電壓源和電流源產(chǎn)生的 CM 噪聲。
6. 分析使用步驟 1 到 5 創(chuàng)建的電路，去除對(duì)流經(jīng) LISN 的 CM 噪聲無(wú)影響的寄生電容。根據(jù)所得的 CM 噪聲模型檢查 CM 噪聲電流。
總結(jié)
從 EMI 的角度來(lái)看，傳統(tǒng)的硬開(kāi)關(guān)隔離式轉(zhuǎn)換器與非隔離式轉(zhuǎn)換器相比更具挑戰(zhàn)。近來(lái)，業(yè)界對(duì)于隔離式 DC-DC 穩(wěn)壓器中高頻變壓器的性能要求愈發(fā)嚴(yán)苛，尤其是在 EMI 方面。變壓器不斷變化的繞組間電容相當(dāng)于 CM 噪聲的關(guān)鍵耦合路徑。
所提出的變壓器雙電容模型應(yīng)用廣泛，使用簡(jiǎn)單，這是因?yàn)槠浼傠娙菘赏ㄟ^(guò)一種簡(jiǎn)單的測(cè)量方法輕松量化。在本 EMI 系列文章的下一部分，將采用該模型設(shè)計(jì)隔離型轉(zhuǎn)換器的 EMI 抑制技術(shù)并對(duì)其進(jìn)行表征，其中包括噪聲平衡及噪聲消除等內(nèi)容。
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