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ADI公司提供了多種多樣的解決方案來產(chǎn)生低噪聲電源。這些解決方案中的大多數(shù)設計用于產(chǎn)生正電壓軌，只有很少的專用IC用于產(chǎn)生負電壓。當負電壓需要為低噪聲器件（如RF放大器、開關和數(shù)據(jù)轉換器ADC/DAC）供電時，選擇范圍特別有限。

 

本系列文章的第一部分將介紹一種從正電源產(chǎn)生這種低噪聲負電壓軌的新方法。首先簡要說明負電壓軌通常如何產(chǎn)生以及用在何處。然后，在介紹交錯式反相電荷泵(IICP)拓撲之前，我們將討論標準反相電荷泵。通過對IICP的輸入和輸出電壓紋波的簡短推導，強調其在低噪聲系統(tǒng)中的特有優(yōu)勢。

 

該系列的第二部分將給出一個使用ADI公司新型ADP5600實現(xiàn)IICP的實際示例。首先通過測量電壓紋波和電磁輻射騷擾來將此器件與標準反相電荷泵進行比較。然后使用第一部分中的公式來優(yōu)化IICP性能，并開發(fā)出一種為低噪聲RF電路供電的完整解決方案。

 

產(chǎn)生負電壓的傳統(tǒng)方法

 

為了產(chǎn)生負電壓，通常采用以下兩種方法之一：使用電感開關穩(wěn)壓器或使用電荷泵。電感開關穩(wěn)壓器利用電感或變壓器產(chǎn)生負電壓。這些磁轉換器拓撲的例子有：反相降壓、反相降壓-升壓和?uk。在解決方案尺寸、成本、效率、噪聲產(chǎn)生和控制環(huán)路復雜性方面，每種拓撲都有其優(yōu)點和缺點^{1, 2}。一般而言，基于磁性元件的轉換器適合需要較高輸出電流(>100 mA)的應用。

 

對于所需輸出電流小于100 mA的應用，電荷泵正轉負（反相）DC-DC轉換器可以非常小，并且EMI低，因為不需要電感或控制環(huán)路。它們只需要通過開關在電容之間移動電荷——將產(chǎn)生的電荷提供給輸出。

 

因為電荷泵不使用任何磁性元件（電感或變壓器），所以其EMI通常比感性開關拓撲要低。電感往往比電容大得多，非屏蔽電感還會像天線一樣廣播電磁輻射騷擾。相比之下，電荷泵中使用的電容不會產(chǎn)生比典型數(shù)字輸出更多的EMI。電荷泵可以用短走線輕松布線，以減少天線面積和容性耦合，從而降低EMI。

 

表1比較了基于電感的開關穩(wěn)壓器和開關電容反相拓撲。

 

表1.磁電荷泵與反相電荷泵的比較

 

傳統(tǒng)反相電荷泵

 

傳統(tǒng)反相電荷泵的配置如圖1所示。

 

圖1.反相電荷泵原理圖。

 

電荷泵的輸出阻抗R_OUT定義為電荷泵機制從輸入到輸出的等效電阻。它可以通過測量輸入至輸出電壓差并除以負載電流來求得：

 

 

對于反相電荷泵，GAIN = –1。

 

或者，等效輸出電阻可以作為開關頻率、開關電阻和反激電容大小的函數(shù)來計算，一般簡化為：

 

 

其中

 

 

為四個開關電阻之和。

 

四個開關以相同頻率f_OSC工作，每個都在開關周期T的一半時間內處于導通狀態(tài)，其中T = 1/f_OSC?；陂_關周期的兩部分，可以將操作分為兩個階段，如圖2所示。

 

圖2.電荷泵在每個操作階段都要反相。

 

圖3.反相電荷泵的時序圖。

 

圖3給出了電荷泵各階段操作的電壓和電流。在階段1中，S1和S2閉合，S3和S4斷開。這會將飛跨電容(C_FLY)充電至+V_IN的電壓。在階段2中，S1和S2斷開，S3和S4閉合，來自C_FLYIN流入C_FLY，斷續(xù)電流從C_FLY流出到C_OUT。這會導致C_IN和C_OUT上出現(xiàn)電壓紋波，紋波可以計算如下：

 

 

求解輸出電壓紋波可得：

 

 

同樣，輸入電壓紋波為：

 

 

公式4和公式5說明，對于標準反相電荷泵，電壓紋波是開關頻率和輸入（或輸出）電容的函數(shù)。更高的頻率和更高的電容會以1:1的關系減少紋波。然而，提高頻率存在實際障礙——這會增加芯片的電流消耗，從而降低效率。/p>

 

同樣，成本和PCB面積常常會限制反相電荷泵的最大輸入和輸出電容。另請注意，反激電容在電荷泵的電壓紋波中不起作用。

 

為了減少紋波，可以在電荷泵周圍構建輸入和輸出濾波器，但這又會提高復雜性和電荷泵的輸出電阻。不過，這些問題可以通過對標準反相電荷泵逆變器進行改進來解決：交錯式反相電荷泵(IICP)。

 

交錯式反相電荷泵(IICP)

 

相位交錯廣泛用于感性開關穩(wěn)壓器（即多相操作）中，目的是減少輸出電壓紋波3。以恰好50%的占空比交錯的2相降壓轉換器，理論上產(chǎn)生0 mV的輸出電壓紋波。當然，穩(wěn)壓降壓轉換器的占空比會隨輸入和輸出電壓而變化，因此只有V_IN = 2 V_OUT時才能實現(xiàn)50%的占空比。電荷泵通常以恰好50%的占空比工作，因此，交錯式電荷泵逆變器值得考慮。/p>

 

當裸片上需要極低電流的負軌時，有時會在IC內使用交錯式電荷泵，但目前尚無商用的專用IICP反相DC-DC轉換器。IICP的結構需要兩個電荷泵和兩個飛跨電容。第二電荷泵與第一電荷泵以180°錯相操作開關。我們來看一下IICP的設置和輸出紋波，并重點說明如何優(yōu)化其性能。設置如圖4所示，時序圖如圖5所示。

 

圖4.交錯式反相電荷泵。

 

圖5.交錯式反相電荷泵的時序圖。

 

在振蕩器的每一相中，飛跨電容之一連接到VIN，另一個連接到V_OUT。乍一看，有人可能會認為添加第二個電容只會將電壓紋波減小一半。但是，這是不準確的過度簡化。實際上，輸入和輸出電壓紋波可能遠小于標準逆變器，因為電容始終從輸入端充電并向輸出端放電。從IICP輸出電壓紋波的推導過程可以更好地理解這一點。

 

IICP輸出電壓紋波推導

 

由于IICP總是有一個飛跨電容向輸出提供電流，因此可以簡化其輸出級，如圖6所示。

 

圖6.簡化的IICP輸出級。

 

此外，IICP的輸出電阻（如公式1所定義）可近似為：

 

 

其中

 

 

為開關電阻之和。

 

將電流加到I_LOAD中，我們得出：

 

 

其中dt等于開關周期的四分之一（T/4或1/(4 × f_OSC)）。輸出電壓紋波?V_OUT為dV_OUT，V_CFLY(t)為CFLY兩端的電壓差。我們可以合理地假設，相對于飛跨電容電壓紋波，輸出電壓紋波很小。為了計算?VOUT，我們需要了解VCFLY(t)。從圖6可知，I_FLY等于流經(jīng)兩個導通開關的電流。每個開關有R_ON的電阻。所以：

 

 

為了求解V_CFLY(t)的這個微分方程，必須知道至少一個初始條件。此條件可通過查閱圖5中的時序圖得知。請注意，從t = 0到t = T/4，兩個C_FLY電容均向I_LOAD提供電流，并對C_OUT充電。然后，從t = T/4到t = T/2，C_FLY和C_OUT向輸出負載提供電流。在t = T/4（及類似的t = 3/4 T）時刻，C_OUT對I_LOAD的貢獻恰好為0。所以，此時I_LOAD等于I_FLY，而V_CFLY的電壓為：

 

 

使用公式8和公式9，我們可以微分求解V_CFLY(t):

 

 

為了求得公式7的V_CFLY變化量，取兩個點（例如t = 0和t = T/4），對每個點求解公式10。結果簡化為：

 

 

結合公式11和公式7，求解?V_OUT得出：

 

 

公式12的影響最初可能并不明顯。先通過考慮理想開關的情況(R_ON = 0Ω)來簡化它可能會有幫助。這樣做會使第二項接近于零，僅留下第一項。第一項非常類似于標準反相電荷泵紋波（公式4），但IICP的雙飛跨電容使分母增大2倍。兩倍的電荷泵使波紋減半。該結果與直觀判斷一致。

 

但是，公式12的重要部分是后半部分。注意第二項的負號，這意味著該部分會減小輸出電壓紋波。重點看導通電阻(R_ON)和飛跨電容(C_FLY)。在標準反相電荷泵中，這些項在降低輸出電壓紋波方面不起作用。但在IICP中，導通電阻會起到讓充電和放電電流平滑的作用。雙飛跨電容使這種充電/放電動作不會中斷。

 

輸出電壓紋波驗證

 

我們可以利用電路仿真來檢查公式12的準確性以及用于推導該公式的假設的有效性。使用LTspice®很容易完成這項工作。該仿真的原理圖如圖7所示，文件可供 下載。

 

在多種條件下進行了比較，結果匯總于表2。

 

表2.各種配置的理論結果與LTspice仿真結果的比較

 

表2顯示，公式12與仿真非常接近，從而驗證了簡化公式時所做假設的有效性?，F(xiàn)在，我們可以使用該公式權衡在IICP實現(xiàn)中不同做法的利弊。

 

比較IICP和標準電荷泵的電壓紋波也很有幫助。在本系列的第二部分中，我們將展示這些不同的平臺實驗數(shù)據(jù)的差異性。但現(xiàn)在，圖8中的LTspice模型可以說明輸出電壓紋波的差異。

 

圖7.LTspice中的交錯式反相電荷泵。

 

圖8.IICP與常規(guī)電荷泵的輸出電壓紋波比較：V_IN = 12 V，I_LOAD = 50 mA，C_FLY = 2.2 µF，C_OUT = 4.7 µF，R_ON = 3 Ω。為了直觀地與常規(guī)電荷泵進行比較，其R_ON減半且C_FLY加倍。

 

IICP拓撲優(yōu)化

 

推導完IICP公式并證明其有效性后，我們得出兩個主要結論：對于IICP，導通電阻(R_ON)會同時減少輸入和輸出電壓紋波，這是很理想的結果。相反，在標準反相電荷泵中，導通電阻是完全不適宜的，因為它會增加電荷泵的R_OUT，而且不會降低紋波電壓。實際上，我們可以在反激電容上串聯(lián)一個電阻來進一步增加導通電阻。這就為我們以增加電荷泵電阻為代價來減少輸入和輸出電壓紋波提供了一種手段。在本系列第二部分討論IICP的使用案例時，我們會進一步探討這種手段。

 

其次，可以優(yōu)化飛跨電容的值及其與C_OUT的比率，以進一步優(yōu)化紋波。例如，小型封裝的大輸出電容可能很難找到，而且在較高電壓下電容會明顯降額。但是，通過減小C_OUT，然后增大C_FLY，可以獲得相同的輸出電壓紋波，而電容值更容易獲得。例如，不需要C_FLY = 1 µF且C_OUT = 10 µF，而是將它們都設置為2.2 µF，兩種情況下獲得的輸出電壓紋波幾乎相同。與10 µF/25 V電容相比，小型封裝的2.2 µF/25 V電容更容易獲得。第二部分中的示例應用對此進行了探討。

 

結論

 

以上是關于交錯式反相電荷泵拓撲的系列文章（分兩部分）的第一部分。本部分介紹了IICP拓撲的一般概念，包括輸入/輸出電壓紋波計算。輸入/輸出紋波公式的推導得出了關于如何優(yōu)化IICP解決方案性能的重要見解。

 

本系列的第2部分將介紹ADP5600，這是一款用于IICP拓撲的集成解決方案。我們將測量其性能，并與標準反相電荷泵進行比較。最后，我們將把所有相關內容組合在一起來為一個低噪聲相控陣波束成型解決方案供電。

 

參考電路

 

1Jaino Parasseril。 “如何使用μModule降壓穩(wěn)壓器從正輸入產(chǎn)生負輸出電壓” 。凌力爾特。

 

2Kevin Scott and Jesus Rosales。“?uk組合式轉換器和反相電荷泵轉換器之間的區(qū)別” 。ADI公司。

 

3Majing Xie。 “大功率、單電感、表貼降壓-升壓µModule穩(wěn)壓器處理36 VIN、10 A負載” 。凌力爾特，2008年3月。

 

致謝

 

Sherlyn Dela Cruz、Alex Ilustrisimo和Roger Peppiette

 

 

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