【導(dǎo)讀】作為電源工程師，我們能夠回憶起第一次接觸到理想化的降壓和升壓功率級的場景。還記得電壓和電流波形是多么的漂亮和簡單（圖1），以及平均電流的計算是多么地輕松，并且確定與輸入和輸出相關(guān)的傳遞函數(shù)也輕而易舉？
圖1：理想化的降壓與升壓功率級：這些圖看起來真是太棒了！
當我們對于用實際組件來實現(xiàn)轉(zhuǎn)換器有更加深入的了解時，這個波形變得復(fù)雜了很多。不斷困擾開關(guān)轉(zhuǎn)換器的一個特別明顯的非理想狀態(tài)就是同步降壓或升壓轉(zhuǎn)換器內(nèi)所使用的MOSFET體二極管的反向恢復(fù)。氮化鎵—GaN器件不會表現(xiàn)出反向恢復(fù)特性，并因此避免了損耗和其它相關(guān)問題。借助于我的LMG5200和一個差不多的基于硅FET的TPS40170EVM-597，我將開始在24V至5V/4A電源轉(zhuǎn)換器中測量反向恢復(fù)。
反向恢復(fù)—到底是個啥東西？
一個二極管中的反向恢復(fù)就是當反向電壓被施加到端子上時流經(jīng)二極管的反向電流（錯誤方向?。ㄕ堃妶D2）。二極管中有儲存的電荷，這些電荷必須在二極管能夠阻斷反向電壓前重新組合。這個重新組合是溫度、正向電流、Ifwd、電流的di/dt，以及其它因數(shù)的函數(shù)。
圖2：反向恢復(fù)電流波形
恢復(fù)的電荷，Qrr，被分為兩個分量：恢復(fù)之前的Qa和恢復(fù)之后的Qb—二極管在此時開始支持反向電壓—請見圖3。你也許見過Qb與Qa一樣的軟恢復(fù)，這樣的話，di/dt比較慢，或者說，你見過Qb很小，而di/dt很高的“活躍”二極管。當di/dt很高時（由二極管急變引起），橋式功率環(huán)路中寄生電感的響應(yīng)方式是把它們儲存的電能傾倒到寄生節(jié)點電容中；電壓振鈴會由于二階響應(yīng)而出現(xiàn)。這也是將輸入功率級旁路電容器放置在輸入級附近的原因。由于環(huán)路中用于快速恢復(fù)的電感較少，由寄生電容導(dǎo)致電壓振鈴的電能較少。
圖3：已恢復(fù)的電荷
我用常規(guī)的方法來計算反向恢復(fù)損耗：我使用的是數(shù)據(jù)表中的Qrr額定值，并將其乘以頻率和輸入電壓（如果是降壓轉(zhuǎn)換器）或輸出電壓（如果是升壓轉(zhuǎn)換器）。二極管或MOSFET數(shù)據(jù)表通常指定一個反向恢復(fù)時間和一個反向恢復(fù)電荷。例如，CSD18563Q5A指定了一個49ns的反向恢復(fù)時間，trr，以及一個63nC的Qrr。方程式1計算在一個300kHz，24V->5V降壓轉(zhuǎn)換器中，由Qrr所導(dǎo)致的損耗一階估算值：
Qrr損耗 ~24V * 300kHz * 63nC = 454mW (1)
請注意！Qrr通常是25°C溫度下，針對特定Ifwd和di/dt的額定值。實際Qrr會在結(jié)溫上升時，比如說125°C時加倍（或者更多）。di/dt和初始電流都會有影響（更高或更低）。對于活躍型二極管，這個功率的大部分在上部開關(guān)內(nèi)被耗散。對于軟恢復(fù)二極管，這個功率在上部開關(guān)和體二極管之間分離開來。如果di/dt和Ifwd條件與我的應(yīng)用相類似，我將25°C溫度下?lián)p耗的2倍作為與恢復(fù)相關(guān)損耗的估算值。
那么，你打算拿這些損耗怎么辦呢？實際電路中，由反向恢復(fù)導(dǎo)致的真實峰值電流是多少？你也許嘗試用一個SPICE工具來仿真恢復(fù)，不過我還未在SPICE社區(qū)內(nèi)發(fā)現(xiàn)比較好的針對二極管恢復(fù)的模型。圖4顯示的是一個TINA-TI? 仿真的結(jié)果；我用我們的24V/5V降壓轉(zhuǎn)換器的TPS40170產(chǎn)品文件夾對這個仿真進行了修改，從而顯示出頂部開關(guān)內(nèi)的開關(guān)節(jié)點電壓 (SW) 和電流（負載電流加上反向恢復(fù)電流，以及用一個10mΩ分流電阻器感測到的開關(guān)節(jié)點電容電流）。
圖4：TINA-TI 仿真：TPS540170
注意到大約5A的峰值紋波電路，以及5A峰值反向恢復(fù)電流加上開關(guān)節(jié)點電容充電電流。我運行了這個仿真，并且將溫度從27°C增加至125°C—峰值恢復(fù)電流沒有增加—并且看起來好像SPICE沒有對這個恢復(fù)進行正確建模。
接下來我們來看一看在一個真實電路中測量反向恢復(fù)的方法。
測量一個同步降壓轉(zhuǎn)換器中的反向恢復(fù)不太容易。電流探頭太大，并且會大幅增加功率級環(huán)路中的電感。而且電流探頭的帶寬也不夠。
使用一個分流電阻器怎么樣？這聽起來是可行的，不過你需要確保這個器件不會引入過大的環(huán)路電感。我找到了幾個電阻值在10mΩ，并且具有“低電感”的電阻器。
我很想把這個器件放在同步FET的源極上，不過會有兩個問題：
·分流電阻器上會出現(xiàn)柵極驅(qū)動電流，以及恢復(fù)和負載電流。
·這個分流電阻器將增加電感，會由于高di/dt電流而影響到下橋柵極驅(qū)動。
其中一個解決方案就是將分流電阻器放在上橋MOSFET的漏極內(nèi)，這樣的話，分流電阻器就不會影響到柵極驅(qū)動了。Vishay VCS1625/Y08500R01000F9R就具有這樣的功能—它內(nèi)置有開爾文連接，并且具有能夠減少電感的結(jié)構(gòu)。請見圖5。
圖5：分流電阻器（Vishay公司生產(chǎn)）
硅MOSFET恢復(fù)測量
為了用一個硅MOSFET橋獲得基線Qrr測量值，我掏出一把切割刀，在TPS40170EVM-597上為分流電阻器辟出了一個安全島，并將這個分流電阻器放置其中。我使用的是一條50Ω SMA至BNC電纜，將信號傳送到這個示波器（與50Ω的電阻值端接）。我串聯(lián)了一個50Ω的電阻器，這樣的話，我得到一半的信號值，不過沒有振鈴。注意在同時使用不同類型的探頭時要進行失真調(diào)節(jié)！
需要注意的一點是，當分流電阻器位于頂端時，這個示波器被接地至正輸入電壓軌。這意味著電源正輸出被接地（負電源接至降壓轉(zhuǎn)換器），任何其它測試設(shè)備，比如說負載測試器，一定不能使流經(jīng)示波器連線的電源短路。圖6顯示的是經(jīng)修改的評估模塊 (EVM) 電路原理圖。
圖6：用于反向恢復(fù)測量的經(jīng)修改的硅橋
圖7顯示了插入分流電阻器后的TPS40170 EVM。
圖7：EVM探測技術(shù)
圖8顯示的是開關(guān)節(jié)點，以及300kHz, 24VIN, 5VOUT 和4AOUT 時的分流波形。
圖8：硅橋開關(guān)波形
在圖8中，黃色是軟件節(jié)點，而紫色表示的是頂部FET漏極電流。電流平均值的“三角”波形與4A負載完美匹配 -> 20mV = 4A。
在圖9中，針對TPS40170/硅MOSFET的高亮反向恢復(fù)電荷用紅色顯示（使用的是CSD185363A）。峰值恢復(fù)電流為18A左右 (90mV)，據(jù)我估算，對于24V*300KHz*100nC = <720mW的損耗，Qrr大約小于100nC。需要注意的是，這個電流在“紅色區(qū)域”內(nèi)的部分在開關(guān)節(jié)點上升時流入負載，所以估算值也許會比Qrr高一點。
圖9：硅橋反向恢復(fù)
想象一下這種情況！每3.3μs從輸入電源汲取一個18A、12ns寬的電流脈沖。高di/dt將導(dǎo)致所有功率級中的環(huán)路電感產(chǎn)生出電壓，并且有可能造成運行問題。幸運的是，TPS40170EVM-597具有一個可以緩解這些問題的極佳布局布線—實際上，這些問題并不會一直出現(xiàn)。
進入GaN,恢復(fù)在哪？
我使用了同樣的技術(shù)來測量LMG5200 GaN（氮化鎵）EVM。我首先當LMG5200EVM在負載為4A，將24V驅(qū)動為5V時，抓取了一個LMG5200EVM開關(guān)節(jié)點電壓的參考示波器波形圖。我使用的是一臺安捷倫33220A，在300kHz時，將一個固定的21%左右的占空比驅(qū)動至LMG5200 PWM輸入。請見圖10，通道1顯示的是開關(guān)節(jié)點波形。
圖10：LMG5200 GaN開關(guān)波形
我將高/低驅(qū)動信號包括在內(nèi)，作為參考（通道3&4）。這個“體二極管”傳導(dǎo)比MOSFET的體二極管有更高的壓降—我在這段時間看到的壓降是2.5V左右，而不是大約0.6V。我抓取了這幅示波器波形圖的原因在于，我將要在輸入環(huán)路中增加一個會導(dǎo)致更多振鈴的電阻器/電感。
圖11顯示的是在我將分流電阻器添加到上橋GaN器件的漏極后的變化。
圖11：GaN開關(guān)波形探測技術(shù)
需要注意的是，我必須用一個電平位移電路（簡單的PNP和電阻器）來將300kHz 21%占空函數(shù)發(fā)生器信號從“接地”（現(xiàn)在為24V電源的正值側(cè)）電平位移至-24V上的PWM輸入。如果不這么做的話，當把示波器感測放置在正電壓軌上時，我將會遇到一個接地競爭（或者被稱為保險絲熔斷）。圖12顯示的是開關(guān)節(jié)點（黃色）和最高GaN電流（紫色）。
圖12：分流電阻器被插入時的LMG5200 GaN開關(guān)波形
通過放大圖13，可以看出恢復(fù)電流已經(jīng)消失（紅色區(qū)域沒有了）。由于感測電阻器增加的電感，還有一點點額外的振鈴，不過沒有恢復(fù)損耗或相關(guān)問題。你會發(fā)現(xiàn)開關(guān)和開關(guān)節(jié)點電容損耗依舊存在，但是GaN上不會出現(xiàn)導(dǎo)致基于硅MOSFET的轉(zhuǎn)換器問題的反向恢復(fù)，這真讓人松了一口氣！
圖13：GaN Qrr測量值
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