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開關(guān)電源也并非完美的，大部分開關(guān)電源都存在一個弊病，就是在通電的瞬間需要一個比較大的電流，而這個電流很有可能是電路在靜態(tài)工作模式下的10-100倍。
由于電流的瞬間增大，將很有可能產(chǎn)生兩個方面的問題。第一點(diǎn)，如果電路從直流電源得不到足夠的啟動電流，那么開關(guān)電源就有可能成為鎖定的狀態(tài)，導(dǎo)致無法啟動。第二點(diǎn)，這種浪涌電流可能造成輸入電源電壓的降低，足以引起使用同一輸入電源的其它動力設(shè)備瞬間掉電。

常見的抑制開關(guān)電源浪涌的方法

常見的對開關(guān)電源中輸入浪涌電流的限制方法，是采用在電路中串聯(lián)NTC的方式，NTC是負(fù)溫度系數(shù)熱敏限流電阻器的縮寫。這種方法較為簡單，然而這種簡單的方法具有很多缺點(diǎn)：如NTC電阻器的限流效果受環(huán)境溫度影響較大、限流效果在短暫的輸入主電網(wǎng)中斷(約幾百毫秒數(shù)量級)時(shí)只能部分地達(dá)到、NTC電阻器的功率損耗降低了開關(guān)電源的轉(zhuǎn)換效率。其實(shí)上面提出的這兩個問題可以通過一個“軟啟動電路”來解決，下面就對這種解決方法進(jìn)行詳細(xì)的介紹。

開關(guān)電源浪涌是如何產(chǎn)生的

在談解決方案之前，首先要了解浪涌電流是如何產(chǎn)生的，這樣才能達(dá)到最有效抑制的目的。目前使用的大多數(shù)開關(guān)電源和逆變器都是采用脈沖寬度調(diào)制來對電能進(jìn)行轉(zhuǎn)換。其中的核心部件是直流-直流轉(zhuǎn)換器。如圖1所示的開關(guān)電源中，輸入電壓首先經(jīng)過干擾濾波，再通過橋式整流器變成直流，然后通過一個很大的電解電容器進(jìn)行波形平滑，之后才能進(jìn)入真正的直流-直流轉(zhuǎn)換器。輸入浪涌電流就是在對這個電解電容器進(jìn)行初始充電時(shí)產(chǎn)生的，它的大小取決于起動上電時(shí)輸入電壓的幅值，以及由橋式整流器和電解電容器所形成回路的總電阻。如果恰好在交流輸入電壓的峰值點(diǎn)起動時(shí)，就會出現(xiàn)峰值輸入浪涌電流。

不僅是開關(guān)電源，變壓器的電源在進(jìn)行啟動同樣會出現(xiàn)輸入浪涌電流。然而，這種輸入浪涌電流的出現(xiàn)原因有所不同。當(dāng)變壓器電源在正弦輸入電壓的過零點(diǎn)起動時(shí)，變壓器磁芯的磁化在前幾個周期中被迫進(jìn)入一種不平衡狀態(tài)。結(jié)果，磁芯在每個半周飽和。

而在此時(shí)，產(chǎn)生的勵磁電流僅由較小的漏電感寄生電阻來抑制，這會產(chǎn)生很大的輸入浪涌電流。變壓器電源通常帶有特殊的輸入浪涌電流限制器來保證其在正弦輸入電壓的峰值起動，以防止出現(xiàn)很高的輸入浪涌電流。而如果在開關(guān)電源中也使用這種輸入浪涌電流限制器，則如前文所述，后果恰恰相反，不但起不到限流作用，反而會導(dǎo)致出現(xiàn)峰值輸入浪涌電流。所以今天只討論開關(guān)電源浪涌電流的產(chǎn)生和消除，變壓器電源不在論述范圍。
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軟啟動電路的原理及應(yīng)用

與上述的傳統(tǒng)方法不同，如果在開關(guān)電源中采用軟啟動電路，進(jìn)行浪涌電流的抑制，則能夠完全避免傳統(tǒng)浪涌電流抑制方法的缺點(diǎn)。通過“軟啟動”來控制開關(guān)電源的啟動以消除浪涌電流，包含這樣兩條設(shè)計(jì)原則：即在加電瞬間除去負(fù)載、同時(shí)限制有用的電流。如果不驅(qū)動負(fù)載，開關(guān)電源啟動時(shí)一般電流很小。在很多情況下，啟動電流實(shí)際有可能要比利用這種方法保持的穩(wěn)態(tài)工作電流小。

下面我們通過一個例子來講解軟啟動技術(shù)，例中的開關(guān)電源為-48 V～+5 V，含有LT1172HVCT的穩(wěn)壓器，從負(fù)到正補(bǔ)償提升式(buck-boost)轉(zhuǎn)換器，其實(shí)任何一個從-48 V～+5 V的開關(guān)電源都能工作。其中，軟啟動電路和開關(guān)電源電路是相互獨(dú)立的，電氣原理如圖2所示。

圖2當(dāng)中的電路工作原理其實(shí)非常簡單，在電路通電之初，全部晶體管都是截止的，C1處于放電狀態(tài)，這時(shí)負(fù)載是斷開的，輸入電流由限流電阻R4分流。當(dāng)開關(guān)電源啟動時(shí)，它的輸出電壓開始升高，在輸出電壓達(dá)到4.5 V的時(shí)候(D1兩端3.9 V加上Q3的Veb=0.6 V)，Q3導(dǎo)通并對C1充電。當(dāng)C1兩端的電壓VC達(dá)到Q1的門限電壓時(shí)(通常為3 V)，Q1導(dǎo)通。VC繼續(xù)升高，Q1完全導(dǎo)通，對輸入電流提供一個低阻抗通路，并且有效地旁路了限流電阻R4。當(dāng)VC達(dá)到7.4 V時(shí)(D2兩端6.8 V加上Q4的Vbe=0.6V)，Q4導(dǎo)通，同時(shí)對Q2提供偏壓，也是Q2導(dǎo)通。這樣就使負(fù)載通過一個低阻抗與電源連接。至此，電源已被安全啟動，軟啟動電路也已完成其功用。利用下列公式可以計(jì)算出Q1和Q2的導(dǎo)通時(shí)間： 在VC等于3 V的時(shí)候Q1導(dǎo)通，也就是說在電源的輸出達(dá)到4.5 V以后，大約150 ms時(shí)導(dǎo)通;在VC等于7.4 V時(shí)Q2導(dǎo)通，即在Q1導(dǎo)通后的330 ms時(shí)導(dǎo)通。這樣長的時(shí)間，足以保證電源需要的穩(wěn)定時(shí)間和使Q1與Q2緩慢地導(dǎo)通。因?yàn)橐褑与娏鞅３衷谝粋€最小值，所以FET(場效應(yīng)管)的緩慢導(dǎo)通是至關(guān)重要的。若FET轉(zhuǎn)換太快，有可能產(chǎn)生一個大的浪涌電流，失去軟啟動電路的效用。

需要注意的是，為了對浪涌電流進(jìn)行抑制而加裝軟啟動電路，是需要付出代價(jià)的。從整體來講，這種電路可看作是電源的一部分，它要消耗功率，使電源的效率降低。大部分功率損失是由于輸出傳遞場效應(yīng)管Q2的導(dǎo)通電阻不為零所造成的。這種IRFD9210的導(dǎo)通電阻為0.6 Ω。在500 mA輸出電流時(shí)，Q2將消耗300 mW功率。如果不允許這樣大的損耗，可以采用導(dǎo)通電阻更小的FET。

因?yàn)殚_關(guān)電源電壓的感測是取自場效應(yīng)管Q2的輸入端，所以這種穿過Q2的電阻也影響負(fù)載電壓的穩(wěn)定。只要負(fù)載電流是相對恒定的，這個問題就并不嚴(yán)重。如果輸出電壓的變化較大，可以選用導(dǎo)通電阻低的FET來改善，也可以在軟啟動電路工作完成以后，在Q2的輸出端加一個電壓感測電路來改善。

結(jié)語

本文中詳述了電流浪涌的形成，以及軟啟動電路在抑制開關(guān)電源浪涌中祈禱的關(guān)鍵作用。通過具體的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)，充分證明了軟啟動電路的控制能力很強(qiáng)。文中應(yīng)用的開關(guān)電源為-48V-+5V，這個范圍適合各種開關(guān)電源的浪涌電流抑制。

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