【導(dǎo)讀】在數(shù)?；旌想娐废到y(tǒng)中，需要多個(gè)電源供電，為了減小外界供電電源的數(shù)量，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)供電電路的小型化。本文基于電流反饋型自激推挽電路設(shè)計(jì)出了+10V，200mA和-10V，100mA輸出的電源，+10V除了給電路系統(tǒng)的模擬芯片供電外還要給單片及供電的電壓調(diào)節(jié)芯片供電，-10V給模擬芯片供電，實(shí)現(xiàn)了供電系統(tǒng)的小型化和低成本。
自激推挽式直流變換器的基本原理
自激推挽式直流變換器的基本電路如圖1所示。參照?qǐng)D1，當(dāng)接通輸入直流電源Ui后，就會(huì)在分壓電阻R2上產(chǎn)生一個(gè)電壓，該電壓通過(guò)功率開(kāi)關(guān)變壓器的Nb1和Nb2兩個(gè)繞組分別加到兩個(gè)功率開(kāi)關(guān)V1和V1的基極上。由于電路的不完全對(duì)稱性使其中的一個(gè)功率開(kāi)關(guān)首先導(dǎo)通。假設(shè)是功率開(kāi)關(guān)Np1首先導(dǎo)通，那么功率開(kāi)關(guān)Nb2集電極的電流流過(guò)功率開(kāi)關(guān)變壓器初級(jí)繞組的二分之一V2，使功率開(kāi)關(guān)變壓器的磁芯磁化，同時(shí)使其他的繞組產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)。在基極繞組Nb2上產(chǎn)生的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)使功率開(kāi)關(guān)V2的基極處于負(fù)電位的反向偏置而維持截至狀態(tài)。在另一個(gè)基極繞組Nb1上產(chǎn)生的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)則使功率開(kāi)關(guān)V1的集電極電流進(jìn)一步增加，這是正反饋的過(guò)程。其最后的結(jié)果使功率開(kāi)關(guān)V1很快就達(dá)到飽和導(dǎo)通狀態(tài)，此時(shí)幾乎全部的電源電壓Ui都加到了功率開(kāi)關(guān)變壓器初級(jí)繞組的二分之一Np1上。繞組Np1中的電流以及由此引起的磁通也會(huì)線性的增加。當(dāng)功率開(kāi)關(guān)變壓器磁芯的磁通量接近或達(dá)到磁飽和值+φS時(shí)，集電極的電流就會(huì)急劇地增加，形成一個(gè)尖峰，而磁通量的變化率接近于零，因此功率開(kāi)關(guān)變壓器的所有繞組上的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)也接近于零。由于繞組Nb1兩端的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)接近于零，于是功率開(kāi)關(guān)V1的基極電流減小，集電極電流開(kāi)始下降，從而使所有繞組上的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)反向。緊接著磁芯的磁通脫離飽和狀態(tài)，促使功率開(kāi)關(guān)V1很快進(jìn)入截至狀態(tài)，功率開(kāi)關(guān)V2很快進(jìn)入飽和導(dǎo)通狀態(tài)。這時(shí)幾乎全部的輸入直流電壓Ui又被加到功率開(kāi)關(guān)變壓器的另一半繞組Np2上，使功率開(kāi)關(guān)變壓器磁芯的磁通直線下降，很快就達(dá)到了反向的磁飽和值-φS。上述過(guò)程周而復(fù)始，就會(huì)在兩個(gè)功率開(kāi)關(guān)V1和V2的集電極形成方波電壓。
圖1：自激推挽式直流變換器的基本電路
實(shí)際工作電路的設(shè)計(jì)及主要元器件的選擇
實(shí)際設(shè)計(jì)的電源電路如圖2所示，電阻R1、Rb1、Rb2，穩(wěn)壓二極管Dz，開(kāi)關(guān)管V1、V2和變壓器的輔助繞組Nb1、Nb2構(gòu)成了啟動(dòng)電路；整流二極管VD1、VD2、VD3、VD4和電容C1、C2構(gòu)成了整流濾波電路；RL1、RL2為負(fù)載。各參數(shù)的選擇介紹如下：
圖2：二次電源實(shí)際的工作電路圖
輸入電感L的選擇
在Royer變壓器的初級(jí)繞組中間抽頭上串聯(lián)一個(gè)電感就構(gòu)成了電流反饋型電路。串聯(lián)電感后當(dāng)鐵心飽和時(shí)，開(kāi)關(guān)管上出現(xiàn)一個(gè)幅值很大的電流尖峰，電流變化率di/dt很大，但由于電感電流不能突變，變壓器中心抽頭處的電壓將下降到地電位，因此可以消除開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)出現(xiàn)的電流尖峰。實(shí)驗(yàn)中從場(chǎng)效應(yīng)管D端觀察到的波形如圖3所示。
圖3：未加電感時(shí)開(kāi)關(guān)管D端波形與加電感后時(shí)開(kāi)關(guān)管D端波形
通過(guò)實(shí)驗(yàn)可以看到：串入電感時(shí)晶體管的電流尖峰問(wèn)題得到了很好地解決，降低開(kāi)關(guān)管的損耗，效率得到了極大地提高，在沒(méi)有電感時(shí)效率大約僅有50％，而輸入端串入470uH電感后效率可以達(dá)到80％以上。
MOSFET代替晶體管避免磁通不平衡的影響
磁通不平衡是自激推挽式電路存在的一大缺點(diǎn)，主要是因?yàn)橐粋€(gè)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通的伏秒數(shù)略大于另一個(gè)，是磁芯略偏離平衡點(diǎn)而趨向飽和。飽和區(qū)的磁芯不能承受典雅，當(dāng)相應(yīng)的開(kāi)關(guān)管再次導(dǎo)通時(shí)，開(kāi)關(guān)管將承受很大的電壓和電流，導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管損壞。在推挽拓?fù)渲惺褂肕OSFET管，可以大大減少變壓器的磁通不平衡問(wèn)題。首先，MOSFET管沒(méi)有存儲(chǔ)時(shí)間，在交替的半周期內(nèi)，對(duì)于相等的柵極導(dǎo)通次數(shù)，漏極電壓導(dǎo)通次數(shù)總是相等。因此在交替的半周期中施加到變壓器上的伏秒數(shù)相等。第二，對(duì)于MOSFET管，Rds(on)的正溫度系數(shù)形成的負(fù)反饋?zhàn)柚沽舜磐ú黄胶鈫?wèn)題的產(chǎn)生。如果存在一定的不平衡磁通，磁芯就會(huì)沿著磁化曲線向上移動(dòng)，從而產(chǎn)生了磁化電流。因此半周期內(nèi)的總電流比另一個(gè)半周期內(nèi)的總電流要大。但MOSFET管在更大的尖峰電流作用下，發(fā)熱會(huì)增加，它的Rds(on)增大，導(dǎo)通壓降也隨之增大。如果一個(gè)初級(jí)半繞組承受較大的電流，則其開(kāi)關(guān)管管溫就會(huì)高一些，導(dǎo)通壓降增加，使繞組上的電壓下降，降低這一邊的伏秒數(shù)，磁芯又向磁化曲線的中心復(fù)位，恢復(fù)平衡。若在功率低于100W，且磁芯加氣隙的情況下使用MOSFET功率開(kāi)關(guān)管，則一定不會(huì)出現(xiàn)磁通不平衡現(xiàn)象。為了增加電路的對(duì)稱性，設(shè)計(jì)時(shí)最好選擇雙MOSFET的芯片。
變壓器的設(shè)計(jì)
變壓器的設(shè)計(jì)是開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)的重點(diǎn)和難點(diǎn)。為滿足開(kāi)關(guān)電源提高效率、減小尺寸和重量的要求，需要一種高磁通密度、高頻低損耗的變壓器磁芯。本設(shè)計(jì)中選用TDK公司PC44材料的磁芯。按照輸出Vo1=10V，Io1=200mA，Vo2=-10v，Io2=100mA以及高頻變壓器的余量6％，則輸出功率Po=(10×0.2+10×0.1)×1.06=3.18W，根據(jù)繞線的要求，選擇了EPC13的磁芯，該磁芯的有效截面積Ae=12.5mm2。
變壓器線圈匝數(shù)的計(jì)算
初級(jí)繞組匝數(shù)可以由下式?jīng)Q定(假設(shè)Np1=Np2=Np)：
式中，U為施加在繞阻上的電壓幅值U=15(V)，Np為繞組匝數(shù)；Ae為磁芯面積0.125(cm2)；考慮到磁通飽和因素的影響，工作磁通密度B只取飽和磁通的0.6倍，即B=0.6×Bm ≈2000Gs；f工作頻率可由MOSFET的開(kāi)啟時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間求出，本文設(shè)計(jì)的開(kāi)關(guān)電源的頻率為95kHz，根據(jù)以上參數(shù)可以計(jì)算出原線圈匝數(shù)：
Np1=Np2=16(匝)
輔助繞組Nb1、Nb2的計(jì)算：
計(jì)算功率開(kāi)關(guān)變壓器兩個(gè)輔助繞組匝數(shù)時(shí)，應(yīng)該考慮在輸入電壓最低時(shí)，輸出應(yīng)大于MOSFET的開(kāi)啟電壓；同時(shí)還要能夠保證在輸入直流電源電壓最高時(shí)，MOSFET的漏極峰值電流和電壓不能超過(guò)它的最大額定輸出電流和所能承受的最高漏一源擊穿電壓。為了減小兩個(gè)MOSFET在Ugs上的不一致所造成的影響，必須分別再串聯(lián)一個(gè)補(bǔ)償電阻Rb1和Rb2。為保證電路的對(duì)稱性Nb1=Nb2，這樣一來(lái)，功率開(kāi)關(guān)變壓器基極繞組的匝數(shù)Nb1和Nb2可表示為：
式中Ub1為柵極繞組上的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)，約等于啟動(dòng)點(diǎn)的電壓，Dz取3V的穩(wěn)壓二極管，可以計(jì)算出：
Nb1=Nb2≈5(匝)
次級(jí)匝數(shù)Ns1和Ns2可由下式確定：
Vo為輸出電壓，Vmin為最小輸入電壓取14V，VD為整流二極管的導(dǎo)通壓降，取VD=1V，代入上式可得輸出為±10V時(shí)：
Ns1=Ns2≈13 (匝)
經(jīng)公式計(jì)算出的變壓器匝數(shù)只能作為參考值，必須經(jīng)過(guò)反復(fù)實(shí)踐變壓器匝數(shù)才能確定，經(jīng)過(guò)反復(fù)實(shí)驗(yàn)，本設(shè)計(jì)的電源Np1=Np2=20(匝)，Nb1=Nb2=7(匝)，Ns1=Ns2=16(匝)時(shí)，電源效率較高，因此變壓器繞制時(shí)原線圈40匝中心抽頭，輔助繞組14匝中心抽頭，次級(jí)線圈32匝中心抽頭。
輸出整流濾波電路
本設(shè)計(jì)選用了全波整流電路，全波整流變壓器輸出功率的利用率為100％，輸出直流電壓中的紋波較低。選擇輸出整流二極管時(shí)不僅要考慮耐壓值要合適，還要滿足開(kāi)關(guān)特性好、反向恢復(fù)時(shí)間短的快恢復(fù)二極管；電容的選取不僅參考其電容值，還要考慮其耐壓值要高。
電源工作狀態(tài)測(cè)試結(jié)果及結(jié)論
對(duì)所研制的電源進(jìn)行了測(cè)試，兩開(kāi)關(guān)管G和D端的波形分別如圖4所示。
圖4：開(kāi)關(guān)管D端的波形與開(kāi)關(guān)管G端的波形
自激推挽式二次電源完全靠Royer電路工作，自振蕩頻率會(huì)自動(dòng)調(diào)節(jié)到最佳效率，可以避免磁芯的深度飽和，減少EMI輻射，電源效率可達(dá)到80％以上。而且通過(guò)合理選擇功率開(kāi)關(guān)和整流二極管，電路總的輸出阻抗就可以足夠小，在輸入電壓穩(wěn)定的條件下，輸出就足夠穩(wěn)定，而沒(méi)有必要再進(jìn)一步穩(wěn)壓。因此電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，電子元器件較少，是電源電路小型化的首選方案。
該電源已獲得了應(yīng)用，在實(shí)際工作中，性能穩(wěn)定，可靠性高，抗干擾能力強(qiáng)。
