【導讀】雖然MOSFET的芯片和封裝不斷改進，但是它們是否能有效的應(yīng)用于電源產(chǎn)品依然面臨著不小的挑戰(zhàn)。除了器件結(jié)構(gòu)和加工工藝，MOSFET的性能還受其他幾個周圍相關(guān)因素的影響：如封裝阻抗、印刷電路板(PCB)布局、互連線寄生效應(yīng)和開關(guān)速度等。
事實上，真正的開關(guān)速度取決于其他幾個因素，例如切換的速度和保持柵極控制的能力，同時抑制柵極驅(qū)動回路電感帶來的影響。同樣，低柵極閾值還會加重Ldi/dt問題。根據(jù)具體應(yīng)用建立FET性能模型并采用電子表格記錄數(shù)據(jù)的經(jīng)驗豐富的設(shè)計人員，亦未能從熟悉的模型中獲得雖然MOSFET的芯片和封裝不斷改進，但是它們是否能有效的應(yīng)用于電源產(chǎn)品依然面臨著不小的挑戰(zhàn)。除了器件結(jié)構(gòu)和加工工藝，MOSFET的性能還受其他幾個周圍相關(guān)因素的影響：如封裝阻抗、印刷電路板(PCB)布局、互連線寄生效應(yīng)和開關(guān)速度等。滿意的結(jié)果。
正因為了解電路中晶體管的性能很重要，所以我們將選用半橋拓撲。這種拓撲是電力電子裝置最常用的拓撲之一。這些例子重點介紹了同步壓降轉(zhuǎn)換器——一個半橋拓撲的具體應(yīng)用。
1、共源極電感效應(yīng)
圖1半橋電路
圖1為具備雜散電感和電阻(由封裝鍵合線、引線框以及電路板布局和互連線帶來)等寄生效應(yīng)的半橋電路。共源電感(CSI)傾向于降低控制FET(高邊FET)的導通和關(guān)斷速度。如果與柵極驅(qū)動串聯(lián)，通過CSI的電壓加至柵極驅(qū)動上，可使FET處于導通狀態(tài)(條件：V = -Ldi/dt)，從而延遲晶體管的關(guān)斷。這也會增大控制FET的功耗，如圖2所示。
圖2 功耗曲線
更高的功耗會導致轉(zhuǎn)換效率降低。另外，由于雜散電感，電路出現(xiàn)尖峰電壓的可能性很高。如果這些尖峰電壓超過器件的額定值，可能會引起故障。
為了消除或使這種寄生電感最小化，設(shè)計人員必須采用類似無引腳或接線柱的DirecFET等封裝形式，并采用使互連線阻抗最小化的布局。與標準封裝不同，DirecFET無鍵合線或引線框。因此，它可極大地降低導通電阻，同時大幅降低開關(guān)節(jié)點的振鈴，抑制開關(guān)損耗。
2、緩和C dv/dt感應(yīng)導通
影響性能的另一個因素是C dv/dt感應(yīng)導通(和由此產(chǎn)生的擊穿)。C dv/dt通過柵漏電容CGD的反饋作用(引起不必要的低邊FET導通)，使低邊(或同步)FET出現(xiàn)柵極尖峰電壓。
實際上，當Q2的漏源極的電壓升高時，電流就會經(jīng)由柵漏電容CGD 流入總柵極電阻RG。因此，它會導致同步FET Q2的柵極出現(xiàn)尖峰電壓。當該柵極電壓超出規(guī)定的閾值時，它就會被迫導通。典型同步壓降轉(zhuǎn)換器拓撲中，同步FET Q2在這種工作模式下的主要波形。
若要準確地確定低邊或同步MOSFET Q2的這種現(xiàn)象帶來的功耗，需要對其漏源電壓VDS_Q2 進行一段時間的鉗位控制。在鉗位控制時段，其功耗約為：
在這個等式中，Vcl 代表VDS_Q2 的鉗位電壓值；fs代表開關(guān)頻率；Irrm 代表峰值反向恢復(fù)電流；tcl 代表反向恢復(fù)電流由Irrm 降至零所需的時間。由上式可以看出，C dv/dt感應(yīng)損耗是Vin、dv/dt和開關(guān)頻率的函數(shù)，反過來，它也會受驅(qū)動速度、柵極電荷Qg、反向恢復(fù)電荷Qrr和布局的影響。因此，要想抑制這種不必要的導通，需要選擇具備低荷比(QGD/QGS1)的適用同步MOSFET Q2。在QGD/QGS1中，QGD代表柵漏米勒電荷，QGS1代表柵極電壓達到閾值之前的柵源電荷。
盡管降低CDS 或增大CGS可降低C dv/dt感應(yīng)電壓，但Q2的C dv/dt感應(yīng)導通還取決于漏源電壓 VDS-Q2 和閾值電壓Vth。由于柵極閾值電壓會隨著溫度的升高而降低，因此這個問題在溫度升高情況下會進一步惡化。因此，低閾值FET對C dv/dt問題尤其敏感。
在實際應(yīng)用中，要想評估同步MOSFET Q2，需要了解柵極電容的柵極電荷性能。因此，聰明的辦法是調(diào)查C dv/dt感應(yīng)導通，這需要查看累積的米勒電荷。為避免Q2錯誤導通，設(shè)計人員必須確保當漏源電壓VDS-Q2 達到輸入電壓時，它必須比柵源電容的總電荷低。
