中心議題：
- 雙音交調(diào)失真（IMD）
- 多音無雜散動態(tài)范圍
解決方案：
- 數(shù)據(jù)轉換器的交調(diào)截點無實用價值
- 高SFDR會增強接收器在有大信號時捕獲小信號的能力
簡介
交調(diào)失真（IMD）是用于衡量放大器、增益模塊、混頻器和其他射頻元件線性度的一項常用指標。二階和三階交調(diào)截點（IP2和IP3）是這些規(guī)格參數(shù)的品質(zhì)因素，以其為基礎可以計算不同信號幅度下的失真積。雖然射頻工程師們非常熟悉這些規(guī)格參數(shù)，但當將其用于ADC時往往會產(chǎn)生一些困惑。本教程首先在ADC的框架下對交調(diào)失真進行定義，然后指出將IP2和IP3的定義應用于ADC時必須采取的一些預防措施。
雙音交調(diào)失真（IMD）
測量雙音交調(diào)失真時，要將兩個頻譜純凈的正弦波在頻率f1和f2下應用于ADC,這兩個頻率一般距離相對較近。將每個音的幅度設為比滿量程低，數(shù)值略微超過6 dB即可，以便兩個音相位增加時，ADC不會出現(xiàn)削波。二階和三階積的位置如圖1所示。請注意，二階積處于數(shù)字濾波器可以消除的頻率位置。然而，三階積2f2 – f1和2f1 – f2 接近原始信號，過濾的難度更大。除非另有說明，雙音交調(diào)失真指這些"近距"三階積。交調(diào)失真積值一般以dBc為單位，相對于兩個原始音之一的值，而不是兩者之和。
圖1:二階和三階交調(diào)積其中，f1 = 5 MHz, f2 = 6 MHz
然而，請注意，如果兩個音接近fs/4,則基波的混疊三次諧波可能使2f2 – f1和2f1 – f2真實積的識別變得異常困難。其原因在于，fs/4 的三次諧波為3fs/4,而混疊出現(xiàn)在fs – 3fs/4 = fs/4頻率處。類似地，如果兩個音接近fs/3,則混疊二次諧波可能會干擾測量。原理同上，fs/3的二次諧波為2fs/3,混疊出現(xiàn)在fs – 2fs/3 = fs/3處。
二階和三階交調(diào)截點（IP2, IP3）、1-dB 壓縮點
三階交調(diào)失真積在多通道通信系統(tǒng)中尤其麻煩，這種應用中，通道隔離在整個頻段保持不變。三階交調(diào)失真積在有大信號的情況下可能掩蓋住小信號?！ ?br />
在放大器、混頻器和其他射頻元件中，一般以三階交調(diào)截點（IP3）來表示三階交調(diào)失真積，如圖2所示。兩個頻譜純潔的音被應用于該系統(tǒng)。單音的輸出信號功率（單位：dBm）以及三階積的相對幅度（以一個單音為基準）表示為輸入信號功率的函數(shù)?；ū硎緸閳D中的slope = 1曲線。如果通過冪級數(shù)展開逼近系統(tǒng)非線性度，則信號每增加1 dB,二階IMD （IMD2）幅度將增加2 dB,如圖中slope = 2 曲線所示。
類似地，信號每增加1 dB,三階IMD （IMD3）幅度就增加3 dB,如圖中slope = 3 曲線所示?！ ?br />
在一個低電平雙音輸入信號和兩個數(shù)據(jù)點下，則可以繪制出二階和三階交調(diào)失真線，如圖2所示（其原理是，一個點和一個斜率定義一條直線）。
然而，輸入信號一旦達到某種水平，輸出信號就會開始軟限制或壓縮。這里一個相關參數(shù)是1 dB壓縮點。這就是輸出信號從一個理想的輸入/輸出傳遞函數(shù)壓縮1 dB的點。在圖2中，該點處于理想斜率= 1線變成虛線與實際響應表現(xiàn)出壓縮跡象（實線）之間的區(qū)域中?！ ?br />
然而，二階和三階交調(diào)截線都可以延長，與理想輸出信號線的延長線（虛線）相交。這些交點分別稱為二階和三階交調(diào)截點，表示為IP2和IP3.這些功率電平值通常以傳導至一個匹配負載（通常但不一定為50 ）的器件輸出功率為基準，表示為dBm.
應當注意，IP2、IP3和1 dB壓縮點都是頻率的函數(shù)，不出所料，頻率越高，失真越嚴重?！ ?br />
對于給定的頻率，在已知三階交調(diào)截點的情況下，可以計算出三階IMD積的近似電平值（為輸出信號電平的函數(shù)）。
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圖2:交調(diào)截點的定義與放大器的1 dB壓縮
二階和三階交調(diào)截點的概念對ADC無效，因為，在這種情況下，失真積的變化不可預測（作為信號幅度的函數(shù)）。ADC并不是逐漸開始壓縮接近滿量程的信號（不存在1 dB壓縮點）；一旦信號超過ADC輸入范圍，ADC就會充當硬限幅器，從而因削波而突然產(chǎn)生數(shù)量極大的失真。另一方面，對于遠遠低于滿量程的信號，失真底保持相對穩(wěn)定，不受信號電平影響，如圖3所示。
圖3:數(shù)據(jù)轉換器的交調(diào)截點無實用價值。
圖3中的IMD曲線分為三個區(qū)域。對于低電平輸入信號，IMD積保持相對穩(wěn)定，不受信號電平的影響。這就意味著，當輸入信號增加1 dB時，該信號與IMD電平的比值也會增加1 dB.
當輸入信號處于ADC滿量程范圍的幾dB之內(nèi)時，IMD可能開始增加（但在設計優(yōu)良的ADC中可能不會如此）。出現(xiàn)這種現(xiàn)象的確切電平取決于具體的ADC--有些ADC在其滿量程輸入范圍內(nèi)，其IMD積不會顯著增大，但多數(shù)ADC會。當輸入信號繼續(xù)增加并超過滿量程范圍時，ADC應充當理想的限幅器，IMD積將變得非常大。出于對此類原因的考慮，ADC并無二階和三階IMD交調(diào)截點額定值。需要注意的是，DAC實際上存在同樣的情況。在兩種情況下，單音或多音SFDR（無雜散動態(tài)范圍）額定值是廣受認可的數(shù)據(jù)轉換器失真性能的衡量指標?！ ?br />
多音無雜散動態(tài)范圍
通信應用通常需要測量雙音和多音SFDR.信號音數(shù)量越多，越接近蜂窩電話系統(tǒng)（如AMPS或GSM）的寬帶頻譜。圖4所示為AD9444 14位80-MSPS ADC的雙音交調(diào)性能。兩個輸入音的頻率分別為69.3 MHz和70.3 MHz,位于第二奈奎斯特區(qū)。
圖4:AD9444 14位80 MSPS ADC雙音FFT（輸入音頻率：f1 = 69.3 MHz和f2 = 70.3 MHz）?！ ?/p>
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因此，混疊音出現(xiàn)在9.7 MHz和10.7 MHz,位于第一奈奎斯特區(qū)。圖4同時顯示了所有混疊IMD積的位置。高SFDR會增強接收器在有大信號時捕獲小信號的能力，并防止小信號被大信號的交調(diào)積掩蓋。圖5所示為AD9444雙音SFDR（為輸入信號幅度的函數(shù)），其中，兩個音的輸入頻率相同。
圖5:雙音SFDR和最差IMD3積與AD9444 14位80 MSPS ADC輸入幅度的關系?！ ?/p>
總結
交調(diào)失真（IMD2、IMD3）和交調(diào)截點（IP2、IP3）是混頻器、LNA、增益模塊、放大器等射頻元件的常用規(guī)格參數(shù)。通過冪級數(shù)展開來模擬這些器件的非線性度，可以基于交調(diào)截點IP2和IP3來預測各種信號幅度的失真電平。與放大器和混頻器不同，ADC失真（尤其是低電平信號）并不適用簡單的冪級數(shù)展開模型，因此，交調(diào)截點IP2和IP3無法用于預測失真性能。另外，當輸入信號超過滿量程范圍時，ADC將充當理想的限幅器，而放大器和混頻器一般充當軟限幅器?！ ?br />
盡管存在這些差異，但在通信應用中，了解ADC的雙音IMD性能至關重要。較好的數(shù)據(jù)手冊會針對多種輸入信號頻率和幅度提供這種數(shù)據(jù)。除此以外，ADIsimADCTM 程序可用于評估各種ADC在系統(tǒng)應用要求的具體頻率和幅度下的性能。ADIsimADC程序充當虛擬評估板的作用，可以從ADI網(wǎng)站下載，同時還可下載針對IF采樣ADC的最新模型。該程序基于FFT引擎，可以精確地計算出單音和雙音輸入信號的SNR、SFDR和IMD值。
