- 基于脈沖序列控制技術(shù)的降壓型開關(guān)電源
- PT 工作原理及調(diào)制特性
- 利用脈沖控制器電路進行控制
- 采用斷續(xù)導電模式
- 設(shè)計基于PT 控制的DCM Buck 變換器
0 引言
近年來， 隨著電子技術(shù)和信息技術(shù)迅速發(fā)展，開關(guān)電源成為了電子工程領(lǐng)域應(yīng)用和研究的熱點。與線性電源相比，開關(guān)電源在效率、功率密度、成本等方面顯示出了明顯的優(yōu)勢，目前已經(jīng)成為主要的DC-DC變換設(shè)備。對開關(guān)電源控制技術(shù)的研究也已成為電力電子技術(shù)領(lǐng)域中最為活躍的部分。
脈沖序列控制（ PULSE T rain M， PT ）是一種新型定頻、非線性的電源控制技術(shù)。該技術(shù)利用脈沖控制器，根據(jù)開關(guān)電源的工作狀態(tài)，按照一定規(guī)律通過高能量脈沖和低能量脈沖組成的脈沖序列對主電路進行控制。與傳統(tǒng)的PWM 控制不同， PT 控制系統(tǒng)沒有延遲環(huán)節(jié)，對變換器輸入端或輸出端出現(xiàn)的擾動具有較快的響應(yīng)速度。
1 PT 工作原理及調(diào)制特性
1. 1 PT 控制的工作原理
PT 控制技術(shù)通過在兩級固定占空比的高、低能量脈沖中進行選擇， 控制開關(guān)管的導通和關(guān)斷，從而實現(xiàn)對變換器輸出電壓的調(diào)節(jié)。如果輸出電壓Uo 低于基準電壓Uref , 控制器將連續(xù)產(chǎn)生高能量脈沖PH 直到輸出電壓達到基準電壓值， 高能量脈沖的占空比為DH ; 如果輸出電壓Uo 高于基準電壓Uref , 控制器將連續(xù)產(chǎn)生低能量脈沖PL 以降低輸出電壓， 低能量脈沖的占空比為DL （ DL< DH ） .由于高能量脈沖導通時間比低能量脈沖導通時間長，因此高能量脈沖作用的周期內(nèi)將有更多的能量傳遞至負載端。圖1（ a） 和圖1（ b） 分別顯示了PT 控制Buck 變換器結(jié)構(gòu)圖和PT 控制原理示意圖。
圖1 PT 控制電路及原理示意圖
本文以PT 控制技術(shù)應(yīng)用于斷續(xù)導電模式（ DiscONt inuous Conduction Mode, DCM） 的Buck 變換器為例進行研究。采用斷續(xù)導電模式的優(yōu)勢在于能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)管的零電流導通和二極管的零電流關(guān)斷。從而減少了開關(guān)損耗和電磁噪聲。高能量脈沖和低能量脈沖的占空比之間的比值k （ k= DH / DL ） 由變換器輸出電壓紋波和功率調(diào)節(jié)范圍折衷確定。
圖1（ b） 顯示了PT 控制開關(guān)變換器的輸出電壓和電感電流波形。由于在MOSFET 開關(guān)管導通期間電感電流線性增長， Buck 變換器在高能量脈沖周期內(nèi)開關(guān)管電流的平均值為：
則PH 控制的一個開關(guān)周期內(nèi)從變換器輸入端獲得的能量為：
式中， T 為變換器的開關(guān)周期。
[page]
同理， 在一個低能量脈沖周期內(nèi)從變換器輸入端獲得的能量為：
由式（ 1） 和（ 2） 可知： 低能量脈沖周期內(nèi)變換器傳遞的能量為高能量脈沖周期的1/ k2 .由于高、低能量脈沖周期相同，故變換器的開關(guān)頻率是固定不變的。
1. 2 PT 控制的實現(xiàn)方式
本節(jié)設(shè)計一種簡單實用的脈沖序列控制器， 如圖2 所示。圖2 中時鐘信號CP（ Clock Pulse） 由峰峰值為- 10 V到+ 10 V 的鋸齒波信號USAW 與電壓信號UGN D （ UGND = 0） 通過比較器Ccp產(chǎn)生； 變換器輸出電壓Uo 與基準電壓Uref 通過比較器C1 產(chǎn)生電壓信號Ue;觸發(fā)器D 在時鐘來臨時刻將電壓信號Ue 傳遞至輸出端Q, 并在下一時鐘來臨之前保持不變； 比較器C2 將D 觸發(fā)器的輸出信號和鋸齒波進行比較產(chǎn)生控制脈沖PH 或PL 實現(xiàn)對變換器的控制。
上述PT 控制器的工作過程為： 在開關(guān)周期的起始時刻， 時鐘信號CP 來臨， 若此時Uo > Uref , 則Ue 為高電平； 時鐘信號同時使觸發(fā)器D 觸發(fā)， 觸發(fā)器輸出信號Ud 在下一時鐘脈沖來臨前保持高電平不變； 鋸齒波信號USAW 與Ud 經(jīng)過C2 比較， 輸出占空比為DL的低能量脈沖信號P L.若Uo< Uref , 則Ue 為低電平；觸發(fā)器輸出信號Ud 在下一時鐘脈沖來臨前保持低電平不變； 鋸齒波信號USAW 與Ud 比較產(chǎn)生占空比為DH的高能量脈沖信號PH .PT 控制器主要工作波形如圖2（ b） 所示。
圖2 DCM DC-DC 變換器在PT控制模式下的控制電路原理圖和工作波形
根據(jù)電源設(shè)計要求， 當輸出電壓Uo 大于基準電壓Uref 時， 控制脈沖為低能量脈沖， 占空比為DL:
式中， USH 為鋸齒波信號USAW 的最大值； USL 為鋸齒波信號USAW 的最小值。
將設(shè)計參數(shù)代入式（ 3） 中， 得到低能量脈沖的占空比為DL= 0. 25
同理， 當輸出電壓Uo 小于基準電壓Uref 時， 控制脈沖為高能量脈沖的占空比：
2 仿真及實驗驗證
為了驗證PT 控制方法和模擬控制器的可行性，設(shè)計了一個基于PT 控制的DCM Buck 變換器， 其主要參數(shù)為： Uin = 15 V, Uo = 5 V, L = 100uH, C="470uF", R= 10Ω , f = 10 kHz.
[page]
圖3 顯示了PT 控制的DCM Buck 變換器工作仿真波形。在圖3 中可以看出， 當Uo 大于Uref 時， 控制脈沖Upt 為低能量脈沖， 占空比為DL= 0. 25; 當Uo 小于Uref 時， 控制脈沖Upt 為高能量脈沖， 占空比為DL =0. 5, 與設(shè)計參數(shù)相符合。此時的控制脈沖序列為PH -PL - PL .
圖3 PT控制DCM Buck變換器工作仿真波形圖
由圖3 可知， 輸出電壓Uo 的紋波隨著電感電流I L 的變化而變化?？刂菩盘柮枯敵鲆粋€高能量脈沖，輸出電壓紋波值增大；輸出低能量脈沖時， 輸出電壓紋波值減小， 但是其值始終在5 V 上下范圍內(nèi)波動。仿真結(jié)果與實驗設(shè)計要求一致。
從圖4（ a） 中， 可以看出當MOSFET 管導通控制信號為高能量脈沖占空比為DH 時， 輸出電壓Uo 有小幅上升；而MOSFET 管導通控制信號為低能量脈沖占空比為DL 時， 輸出電壓Uo 有小幅下降， 與仿真波形圖一致。在圖4（ b） 中，可觀察輸出電壓Uo 的紋波圖， 能夠更清楚地反映開關(guān)管導通控制信號與輸出電壓的變化關(guān)系。從圖中，可以更加明顯看到開關(guān)管導通控制信號的變化對輸出電壓的影響， 與仿真結(jié)果基本一致。
圖4 PT 控制DCM Buck 變換器控制脈沖信號與輸出電壓波形和輸出電壓紋波波形
3 結(jié)論
本文在介紹了一種新型控制技術(shù)--脈沖序列控制技術(shù)， 并將其應(yīng)用于DCM 模式的降壓型Buck DC-DC 變換器，用模擬方式實現(xiàn)了開關(guān)變換器對輸出電壓的控制。本文介紹的理論不需要誤差計算等詳細的小信號或大信號分析， 且適用于各種開關(guān)變換器，仿真和實驗結(jié)果驗證了PT 控制方法的可行性。
