中心議題：
- 選擇基礎步降電壓轉(zhuǎn)換器
- 降壓轉(zhuǎn)換器外部組件的選擇
解決方案：
- 提高輕負載效率
電源設計往往是系統(tǒng)最后一個考慮因素。這時，大部分用戶可選擇一個有效模塊——輸入一個 DC電壓生成另一個電壓。這個模塊可以有不同規(guī)格，以步降方式生成低電壓，或以步升方式生成高電壓。同時，還有大量專用方案，如步升/步降、反激式和單端初級電感轉(zhuǎn)換器（sepic），這種 DC-DC 轉(zhuǎn)換器可生成大于、小于或等于輸入電壓的輸出電壓。對于基于 AC 電源工作的系統(tǒng)，可能首先需要采用 AC-DC 模塊生成系統(tǒng)所需的最高 DC 電壓。因此，步降轉(zhuǎn)換器，也稱降壓轉(zhuǎn)換器，是使用最為廣泛的設備。下面，我們先介紹如何選擇基礎步降電壓轉(zhuǎn)換器，提高輕負載效率，然后討論選擇外周器件的考慮因素。
步降轉(zhuǎn)換器主要有兩種類型，分別為低壓差穩(wěn)壓器（LDO） 和開關穩(wěn)壓器。LDO 可給出干凈、穩(wěn)定的電壓，而開關穩(wěn)壓器適用于更加高效的工作。高效意味著轉(zhuǎn)換過程中損失的能量低，簡化熱量管理。由于開關穩(wěn)壓器效率高，并且是最為流行的解決方案，因此我們重點介紹這種產(chǎn)品。同時，為便于討論起見，我們只簡要說明降壓（步降）轉(zhuǎn)換器。圖1所示為基本類型步降開關穩(wěn)壓器，同步降壓轉(zhuǎn)換器。同步降壓表示采用 MOSFET 作為降壓開關（圖1中沿其方向標記為 Ilower）。對比之下，標準降壓穩(wěn)壓器采用肖特基二極管作為降壓開關。由于 MOSFET 比二極管壓差小，因此同步降壓穩(wěn)壓器的主要優(yōu)點是效率高于標準降壓穩(wěn)壓器。
圖1 基本類型步降開關穩(wěn)壓器
降壓和升壓 MOSFET 的定時信息由脈寬調(diào)制（PWM）控制器提供。圖1中僅顯示一路 PWM輸入，而在許多電路圖中，PWM 有兩路輸入。電路的第二路輸入電壓是 PWM 電源電壓。控制器輸入端與輸出端構成電壓反饋回路。這個回路可供降壓轉(zhuǎn)換器根據(jù)負載變化調(diào)節(jié)輸出。PWM 模塊的輸出是一種按開關頻率切換升降的數(shù)字信號。一次僅接通一個 MOSFET。同時接通兩個 MOSFET 會造成 Vin 對 GND 短路，這樣會降低效率，因此不建議采用這種方法。這個信號的占空周期決定輸入直接連接輸出的時間比例。因此，輸出電壓是輸入電壓和這個占空周期的結果。
選擇降壓轉(zhuǎn)換器 IC
上述控制回路使降壓轉(zhuǎn)換器保持穩(wěn)定的輸出電壓。這個回路可采用多種方法實施。最簡單的轉(zhuǎn)換器采用電壓或電流反饋。這些轉(zhuǎn)換器牢固、簡單且經(jīng)濟高效。降壓轉(zhuǎn)換器開始用于各種應用之后，其缺點也隨之表現(xiàn)出來。以圖形卡電源電路為例，隨著視頻內(nèi)容的變化，降壓轉(zhuǎn)換器的負載也會發(fā)生變化。系統(tǒng)支持處理各種變化，但輕負載條件下（僅需少量負載時）的效率迅速下降。當效率成為關注的主要問題時，需要改進降壓轉(zhuǎn)換器解決方案。
這種改進稱為遲滯控制。以 Intersil ISL62871 為例，效率負載曲線如圖2所示。這種轉(zhuǎn)換器是專門針對最差的條件設計的，輕負載不是常態(tài)。這些 DC/DC 轉(zhuǎn)換器可以更好地應對負載變量的變化，不會對系統(tǒng)效率產(chǎn)生嚴重影響。圖2所示為 ISL62871 在不同輸出電流條件下測出的效率。輸出電流的這種變化顯示了不同負載的性能表現(xiàn)。
圖2 Intersil ISL62871在輸出電壓為1.1V時效率與負載的對
選擇開關頻率
盡管開關頻率有時對于設備來說是固定的，但仍值得討論。權衡的關鍵是效率。以最簡單的方式來說，MOSFET 存在一定的接通和閉合時間。隨著頻率增加，轉(zhuǎn)換時間會在整個周期內(nèi)成比例增加。結果造成效率下降。如果效率是最重要的設計目標，可考慮降低開關頻率。如果系統(tǒng)效率足夠高，可選擇較高開關頻率。提高開關頻率可減少外部無源器件的使用量，即輸出電感和電容，從而減小系統(tǒng)尺寸。
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外部組件
您可以大膽嘗試采用40多個器件設計完全分立的解決方案，不過這會顯著增加工作量。作為一種選擇，我們看圖1所示的外部組件，以及這些組件對于系統(tǒng)性能產(chǎn)生的效果。
我們必須選擇的五個組件是輸入電容、輸出電容、輸出電感以及升壓和降壓 MOSFET。選擇輸出電感需滿足輸出紋波的要求，縮短 PWM 對負載變化的響應時間。電感值的下限根據(jù)紋波要求設定。在開始尋找最小（且最便宜）的電感之前，請注意，這樣的電感未必是理想的。實際電感具有飽和量。這種飽和量必須高于系統(tǒng)峰值電流才能實現(xiàn)成功的設計。有經(jīng)驗的設計師還知道，電感相對于電流不是恒定的。事實上，當增加穿過組件的電流時，電感值會下降。查看電感器數(shù)據(jù)手冊，保證選擇的值滿足系統(tǒng)峰值電流的要求。以為電感值取得大是最佳選擇是一種錯誤。這是需要權衡的。電感值越大，輸出紋波減少的越多，但會限制斜率。電感值過大將限制負載瞬態(tài)變化的響應時間。因此，選擇電感器時應在降低峰-峰紋波獲得更安靜的輸出，還是要求系統(tǒng)對負載變化做出快速響應之間做出明確權衡。
輸入電容 C1 負責給升壓 MOSFET 傳送輸入電流的 AC 組件供電。因此，RMS 電流量必須足以支持 AC 組件為 MOSFET 提供所需的電流。組合并聯(lián)輸入旁路電容是一種常用方法。從品質(zhì)和溫度系數(shù)低考慮，陶瓷電容可以去耦高頻組件。大容量電容提供低頻 RMS 電流，這與占空周期有關（當系統(tǒng)工作占空周期高于 50%時，可提供更大的 RMS 電流）。大容量電容可以是多個并聯(lián)的多層陶瓷電容。不過，在低成本應用中，一般采用多個電解電容。在表面貼裝設計中，可以選擇固體鉭電容作為 C1，但要當心電容的額定浪涌電流（升壓時一般會出現(xiàn)浪涌電流）。選擇降壓轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)中的任何電容時，除考慮所需總容量外，應注意減小等效串聯(lián)電感（ESL）和等效串聯(lián)電阻（ESR）。最后一點提示是電容的額定電壓：為最大限度減少難以發(fā)現(xiàn)的故障，選擇電容的額定電壓應大于輸入電壓 1.2 到 1.3倍，即額定電壓范圍覆蓋輸入電壓。
輸出電容 COUT 必須過濾瞬態(tài)變化期間的負載輸出。有趣的是，等效串聯(lián)電阻（ESR）和額定電壓對電容選擇的影響要比實際電容值大。請注意，我們電感產(chǎn)生的峰-峰電流紋波可轉(zhuǎn)換為輸出電容 ESR 產(chǎn)生的峰-峰電壓紋波。由于系統(tǒng)可能對輸出電壓紋波有限制，因此選擇能夠降低 ESR 的電容（或一組并聯(lián)電容）是十分重要的。同時，電容必須具有足夠的額定電壓。由于存在這種綜合要求，因此需要查看供應商的電容表，確定適合的解決方案。最后一點注意事項，一定要特別注意 ESR 數(shù)據(jù)，表中可能未按與您開關頻率相同的頻率給出數(shù)據(jù)。查看組件數(shù)據(jù)手冊調(diào)整 ESR 的值。
MOSFET 一般按 RDS(on)、總計門電荷及熱量管理要求選擇。查看多家廠商的數(shù)據(jù)手冊。選擇與 Infineon BSC050N03LS相似的產(chǎn)品，門電荷為 35nC，升壓 MOSFET的 RDS(on)為5毫歐。與之配合使用的降壓 MOSFET (BSC016)的 RDS(on)為1.6毫歐。
閉合回路
如前面所述，輸出是輸入的反饋。這種連接構成補償回路。補償有多種方式，如 Type I、Type II 和 Type III。類型指解決方案中的極點的數(shù)量。Type I補償是單極點解決方案，Type II補償有兩個極點和一個零點，Type III補償有三個極點和兩個零點。每種類型增加前一類型的組件數(shù)量，且進一步提高設計靈活性。從性能角度考慮，這個回路的設置帶寬約為開關頻率的四分之一。此外，作為典型穩(wěn)定性標準，相位裕度一定要大于30度，小于180度。
與電壓型轉(zhuǎn)換器相比，設計過程與遲滯型降壓轉(zhuǎn)換器相似。好在高質(zhì)量遲滯型控制有助于消除外部組件的寄生效應，便于選擇上述5種組件。
總結
降壓轉(zhuǎn)換器設計過程首先選擇控制器IC，然后選擇相關外部組件。不同的參數(shù)對于每項選擇是至關重要的。選定 MOSFET、輸出電感、輸入和輸出電容之后，最后配置補償參數(shù)。
