中心議題：
- 單相橋式PWM逆變電路
- PWM控制過程的分析
橋式PWM逆變器中，為了防止同橋臂開關(guān)器件直通，需要在其互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)信號(hào)中設(shè)置死區(qū)，但同時(shí)會(huì)導(dǎo)致輸出電壓基波幅值降低并產(chǎn)生低次諧波等。為改善輸出電壓波形，可采取多種方法，相關(guān)資料也介紹了死區(qū)補(bǔ)償?shù)姆椒?，但未能采用圖文形象、直觀的介紹死區(qū)補(bǔ)償?shù)倪^程，而采用純數(shù)學(xué)推理和文字說明較抽象，不易理解。本文詳細(xì)介紹了一種死區(qū)補(bǔ)償?shù)姆椒ā?br />
1 單相橋式PWM逆變電路
在采用IGBT作為開關(guān)器件的單相橋式PWM逆變電路中，假設(shè)負(fù)載為阻感負(fù)載。工作時(shí)V1和V2的通斷狀態(tài)互補(bǔ)，V3和V4的通斷狀態(tài)也互補(bǔ)。逆變橋的主回路由左右橋臂組成，每個(gè)橋臂有兩個(gè)IGBT，每一個(gè)開關(guān)器件都有一個(gè)PWM波控制其導(dǎo)通，且同一橋臂上的兩功率開關(guān)器件不能同時(shí)導(dǎo)通，否則會(huì)導(dǎo)致直流電壓短路?？紤]到在感性負(fù)載下二極管VD1、VD2、VD3、VD4存在著續(xù)流的現(xiàn)象，且逆變橋同一橋臂上的兩個(gè)IGBT不能同時(shí)導(dǎo)通，所以在逆變電路中存在著五種開關(guān)狀態(tài)，具體情況如表1所示。單相橋式刪逆變電路如圖1所示。
圖1 單相橋式PWM逆變電路
2 PWM控制過程的分析
2．1 PWM的產(chǎn)生機(jī)制
本文采用調(diào)制法產(chǎn)生PWM波形，采用等腰三角波作為載波，因?yàn)榈妊遣ㄉ先我稽c(diǎn)的水平寬度和高度成線性關(guān)系且左右對(duì)稱，當(dāng)它與任何一個(gè)平緩變化的調(diào)制信號(hào)波相交時(shí)，如果在交點(diǎn)時(shí)刻對(duì)電路中開關(guān)器件的通斷進(jìn)行控制，就可以得到正比于信號(hào)波幅值的脈沖，這正好符合PWM控制的要求。
本文設(shè)置三角波頻率為550Hz，正弦波頻率為50Hz，通過調(diào)制法得到每個(gè)IGBT的PWM波形圖如圖2所示。
圖2 IGBT的控制信號(hào)[page]
2．2 死區(qū)補(bǔ)償
在電壓型逆變電路的PWM控制中，同一相上下兩個(gè)橋臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)都是互補(bǔ)的。但由于IGBT的截止時(shí)間約為200多納秒，導(dǎo)通時(shí)間約為100多納秒，開通速度比關(guān)斷速度快。如果在一個(gè)IGBT截止的同時(shí)讓此橋臂的另一個(gè)IGBT導(dǎo)通，將會(huì)出現(xiàn)上下兩個(gè)橋臂直通而短路的現(xiàn)象。為了防止發(fā)生這一現(xiàn)象，必須在開通和關(guān)斷信號(hào)之間設(shè)置一個(gè)死區(qū)時(shí)間，因而理想的調(diào)制信號(hào)和開關(guān)管輸出的實(shí)際信號(hào)之間存在偏差。死區(qū)時(shí)間的存在導(dǎo)致輸出電壓波形產(chǎn)生畸變，降低了基波幅值，增加了負(fù)載的諧波損耗。
為了避免橋臂直通設(shè)置的死區(qū)時(shí)間雖然寬度很小，僅占開關(guān)周期的百分之幾，單個(gè)脈沖不足以影響整個(gè)系統(tǒng)的性能，但由于開關(guān)頻率較高，其積累效應(yīng)足以使輸出波形發(fā)生畸變并產(chǎn)生諧波干擾，所以有必要對(duì)死區(qū)效應(yīng)進(jìn)行補(bǔ)償。
在圖1所示的單相SPWM逆變電路中，設(shè)置死區(qū)前后的控制波形如圖3所示。
圖3 單相SPWM逆變橋設(shè)置死區(qū)前后的控制波形（i>0時(shí)）
由圖3可知，由死區(qū)及續(xù)流所致，當(dāng)i>0時(shí)，正向脈沖較理想時(shí)減小了Td，負(fù)向脈沖增加了Td；當(dāng)i<0時(shí)，情況相反。
由于在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，存在V1、V2、V3、V4都不導(dǎo)通的情況。當(dāng)電路為阻感負(fù)載時(shí)，由于電感中的電流不能突變，所以電路會(huì)在死區(qū)時(shí)間通過續(xù)流二極管續(xù)流。
通過比較可知，因?yàn)槔m(xù)流的緣故，死區(qū)時(shí)間內(nèi)A、B點(diǎn)的電位不再為零。當(dāng)i>0時(shí)，VD2、VD3續(xù)流形成回路，A端電位UA為-Ed／2，B端電位UB為+Ed／2；當(dāng)i<0時(shí)，VD1、VD4續(xù)流形成回路，A端電位UA為+Ed／2，B端電位UB為-Ed／2。
A、B兩點(diǎn)之間電壓分別為，UAB=UA-UB，UAB''=UA''-UB''，可以看出，原來處于死區(qū)時(shí)間內(nèi)電壓為0的區(qū)域在續(xù)流的作用下變得有電壓了。電壓的大小由電流的方向決定，當(dāng)i>0時(shí)，VD2、VD3續(xù)流形成回路，輸出電壓UO=UA-UB為-Ed；當(dāng)i<0時(shí)，VD1、VD4續(xù)流形成回路，輸出電壓UO=UA-UB為+Ed。
由于受續(xù)流的影響，輸出電壓和輸出電流存在相位差φ，降低了系統(tǒng)的功率因素。為了提高功率因數(shù)，需要對(duì)波形進(jìn)行死區(qū)補(bǔ)償。
圖4是在死區(qū)時(shí)間Td內(nèi)A點(diǎn)和B點(diǎn)的電位。圖中虛線部分面積和Td時(shí)間內(nèi)產(chǎn)生的UA"(或UB")的面積大小相等。
圖4 死區(qū)補(bǔ)償原理圖
設(shè)置死區(qū)后的PWM波形會(huì)發(fā)生形變，使其稍稍偏離正弦波。這時(shí)需要對(duì)IGBT在死區(qū)時(shí)間中功率的減小做出補(bǔ)償。將圖4(a)中的虛線部分補(bǔ)償給ur得到圖4(c)，將圖4(b)中虛線部分補(bǔ)償給反向正弦波得到圖4(d)，從而實(shí)現(xiàn)了在死區(qū)時(shí)間內(nèi)功率損失的補(bǔ)償。
[page]
2．3 輸出電壓和輸出電流的分析
圖5(a)和(b)分別為輸出電壓和輸出電流的波形，從圖中可以看出輸出電流的相位比輸出電壓滯后φ個(gè)角度。為了便于對(duì)器件的選擇，將輸出電流的波形進(jìn)行了分解。
圖5 單相SPWM逆變電路輸出波形圖
其中Id為輸出電流的有效值，iβ0為器件上電流的基波分量，iβ為器件上的電流。
3 實(shí)驗(yàn)與結(jié)果
本文以三角波頻率550Hz，正弦波頻率50Hz為例介紹了死區(qū)補(bǔ)償?shù)姆椒?，但在?shí)際應(yīng)用中三角波頻率要大得多，這里選取550Hz目的是為了便于分析。
在實(shí)驗(yàn)中，開關(guān)頻率為10kHz，正弦波頻率為50Hz，取L1=1．15mH，L2=0．1mH，C=90μF，負(fù)載為純阻性，滿載時(shí)為8歐姆，死區(qū)時(shí)間Td設(shè)置為2μs。
通過實(shí)驗(yàn)得出補(bǔ)償前后的波形圖如圖6所示。
圖6 補(bǔ)償前后輸出電壓及諧波分量的波形
4 結(jié)束語
在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，由于續(xù)流的緣故輸出電壓波形發(fā)生了畸變，通過對(duì)波形進(jìn)行等效的補(bǔ)償可以得到準(zhǔn)正弦波。推理和實(shí)驗(yàn)均證明該方法能較好地對(duì)逆變器橋路輸出電壓進(jìn)行補(bǔ)償。該方法簡(jiǎn)單實(shí)用，易于實(shí)現(xiàn)，具有一定的工程使用價(jià)值。
