中心議題：
- 低壓大電流開關電源電路的設計
解決方案：
- 采用磁復位電路有源鉗位技術控制磁飽和
- 使用功率MOSFET整流
- 在柵極上接穩(wěn)壓管避免擊穿
開關電源是利用現(xiàn)代電力電子技術，控制開關晶體管開通和關斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源。從上世紀90年代以來開關電源相繼進入各種電子、電器設備領域，計算機、程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關電源。
隨著電源技術的發(fā)展，低電壓，大電流的開關電源因其技術含量高，應用廣，越來越受到人們重視。在開關電源中，正激和反激式有著電路拓撲簡單，輸入輸出電氣隔離等優(yōu)點，廣泛應用于中小功率電源變換場合。跟反激式相比，正激式變換器變壓器銅損較低，同時，正激式電路副邊紋波電壓電流衰減比反激式明顯，因此，一般認為正激式變換器適用在低壓，大電流，功率較大的場合。
有源鉗位技術
正激DC／DC變換器其固有缺點是功率晶體管截止期間高頻變壓器必須磁復位。以防變壓器鐵心飽和，因此必須采用專門的磁復位電路。通常采用的復位方式有三種，即傳統(tǒng)的附加繞組法、RCD鉗位法、有源鉗位法。
三種方法各有優(yōu)缺點：磁復位繞組法正激變換器的優(yōu)點是技術成熟可靠，磁化能量可無損地回饋到直流電路中去，可是附加的磁復位繞組使變壓器結構復雜化,變壓器漏感引起的關斷電壓尖峰需要RC緩沖電路來抑制，占空比D<0.5，功率開關管承受的電壓應力與輸入電源電壓成正比。
RCD鉗位正激變換器的優(yōu)點是磁復位電路簡單，占空比D可以大于0.5，功率開關管承受電壓應力較低,但大部分磁化能量消耗在鉗位電阻中，因此它一般適用于變換效率不高且價廉的電源變換場合。
有源鉗位技術是三種技術中效率最高的技術，它的電路圖如圖1所示，工作原理如圖2所示。在DT時段之前，開關管S1導通，激磁電流iM為負，即從Cr通過S1流向Tr，在DT階段，開關管S的驅動脈沖ugs使其導通，同時ugs1=0，使S1關斷，在Vin的作用下，激磁電流由負變正，原邊功率通過變壓器傳到副邊，給輸出端電感L充電；在（1－D）T時段，ugs=0，S關斷，ugs1到來使S1導通，iM通過S1的反并二極管向Cr充電，在Cr和Tr漏感構成的諧振電路的作用下，iM由正變負，變壓器反向激磁。
從以上分析中可以看出：有源鉗位正激變換器變壓器鐵心工作在雙向對稱磁化狀態(tài)，提高了鐵心利用率，鉗位電容的穩(wěn)態(tài)電壓隨開關占空比而自動調節(jié)，因而占空比可大于50％；Vo一定時，主開關、輔助開關應力隨Vin的變化不大；所以，在占空比和開關應力允許的范圍內，能夠適應較大輸入電壓變化范圍的情況。不足之處是增加了一個管子，使得電路變得復雜。
圖1有源鉗位同步整流正激式電路圖[page]
圖2有源鉗位電路工作原理圖
同步整流技術
在低電壓大電流功率變換器中，若采用傳統(tǒng)的普通二極管或肖特基二極管整流由于其正向導通壓降大（低壓硅二極管正向壓降約0.7V，肖持基二極管正向壓降約0.45V，新型低電壓肖特基二極管可達0.32V)，整流損耗成為變換器的主要損耗，無法滿足低電壓大電流開關電源高效率,小體積的需要。
MOSFET導通時的伏安特性為一線性電阻，稱為通態(tài)電阻RDS，低壓MOSFET新器件的通態(tài)電阻很小，如：IRL3102(20V，61A)、IRL2203S(30V,116A)、IRL3803S(30V,100A)通態(tài)電阻分別為0.013Ω、0.007Ω和0.006Ω，它們在通過20A電流時，通態(tài)壓降不到0.3V。
另外，功率MOSFET開關時間短,輸入阻抗高，這些特點使得MOSFET成為低電壓大電流功率變換器首選的整流器件。功率MOSFET是一種電壓型控制器件，它作為整流元件時，要求控制電壓與待整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱為同步整流電路。圖1為典型的降壓型“同步”開關變換器電路(當電路中無SR時，為“普通”的降壓型開關變換器電路)。
電路的設計
所設計的電源參數(shù)如下：輸入電壓為50(1±10％)V,輸出電壓為3.3V,電流為20A,工作頻率為100kHz。
采用的主電路拓撲如圖1所示。由于有源鉗位采用的是FLYBACK型鉗位電路，它的鉗位電容電壓為：
Vc=Vin
所選用的控制IC芯片為UC3844，它的最大占空比為50％，所以電容上的電壓最大為Vin，電容耐壓為60V以上，只要選取足夠大即可保證電路能正常工作，本電路所選取的鉗位電容為47μF/100V。
有源鉗位管S1的驅動必須跟變壓器原邊的地隔離開，而且S1的驅動信號必須跟開關管S驅動信號反相，使用UCC3580可以實現(xiàn)兩個管子的驅動，可是這個芯片并不常見，因而這里選用UC3844跟IR2110組合。UC3844出來的控制信號用來作為IR2110的低端輸入，其反相信號作為IR2110的高端輸入，IR2110的高端驅動通過內部自舉電路來實現(xiàn)隔離。這樣，我們就達到了驅動兩個開關管的目的。
在輸出整流電路中，當續(xù)流二極管（即SR的反并二極管）受正向電壓導通時，應及時驅動SR導通，以減小壓降和損耗。但為了避免SR與SR1同時導通，造成短路事故，必須有“死區(qū)”時間，這時仍靠二極管D導通。SR的開關瞬時要與續(xù)流二極管的通斷瞬時密切配合，因此對開關速度要求很高。另外，從成本綜合考慮，選用IRL3102。
變壓器的設計跟一般正激式變換器變壓器設計差不多，只是要考慮同步整流管的驅動。所選用的同步整流管的驅動開通電壓為4V左右，電路輸出電壓為3.3V，輸出端相當于一個降壓型電路，占空比最大為0.5，所以變壓器副邊電壓至少為6.6V。因為MOSFET的柵－源間的硅氧化層耐壓有限，一旦被擊穿則永久損壞，所以實際上柵－源電壓最大值在20～30V之間，如電壓超過20V，應該在柵極上接穩(wěn)壓管。[page]
實驗結果和波形分析
開關管S1和S的Uds波形如圖3所示，RefA為S管壓降波形，50V/div，RefB為S1管壓降波形，50V/div。電路此時工作在Vin=60V左右，S1和S的開關應力大概為120V，D=0.5左右。圖4為變壓器輸出電壓，也就是同步整流管SR1和SR的驅動信號，正的部分為SR的驅動信號，負的部分為SR1的驅動信號。實驗所得波形和分析的波形基本吻合，只是在開關轉換瞬間，電壓有小尖峰，這是由電路的雜散參數(shù)引起的。該電路的工作效率經過測量大約在90％左右，基本達到設計的要求。
圖3開關管S和S1的uds波形
圖4同步整流管的驅動波形
3.3V/20A的開關電源的設計表明，有源逆變加同步整流電路用在低壓大電流的正激式電路設計中，不加PFC電路時，能夠取得很高的效率。
