中心論題：
- 提出將有源鉗位添加到同步反向電源的方法
- 通過(guò)實(shí)驗(yàn)比較得出這一新方法的優(yōu)勢(shì)
解決方案:
- 有源鉗位漏極波形的 EMI 抗干擾能力增強(qiáng)
- 有源鉗位反向電源能減輕負(fù)振鈴現(xiàn)象
- 有源鉗位所提供的改進(jìn)會(huì)對(duì)效率產(chǎn)生很大的影響
在要求使用隔離式電源提供中低輸出功率的應(yīng)用中，通常的做法是選擇一款反向轉(zhuǎn)換器。如果需要優(yōu)先考慮效率時(shí)，您可以使用一個(gè) MOSFET 替代反向輸出二級(jí)管，這就構(gòu)成了一款通常所講的同步反向轉(zhuǎn)換器。POE（以太網(wǎng)供電）應(yīng)用是同步反向電源的主要應(yīng)用領(lǐng)域。目前，POE 電源的輸入功率被限制在 12.95W 以內(nèi)。最大化電源效率使系統(tǒng)可以為負(fù)荷提供更多的電力。通過(guò)使用一個(gè)可減少緩沖器和直通 (shoot-through) 損耗的有源鉗位控制器，您可以實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)換效率的進(jìn)一步提升。
在高功率應(yīng)用中，越來(lái)越多的人選用有源鉗位正向轉(zhuǎn)換器。然而，只有極少數(shù)電源設(shè)計(jì)人員能夠意識(shí)到他們同樣可以在反向轉(zhuǎn)換器中使用有源鉗位。為了找出在反向拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中采用有源鉗位控制的益處，我們根據(jù)表 1 中的規(guī)范設(shè)計(jì)、構(gòu)建并測(cè)試了兩個(gè)電源。這兩個(gè)電源均使用次級(jí)同步整流，但是其中一個(gè)使用電源變壓器來(lái)驅(qū)動(dòng)同步 FET，另一個(gè)則使用一個(gè)柵極驅(qū)動(dòng)變壓器并且還采用了一個(gè)有源鉗位。POE 輸入要求產(chǎn)生了許多規(guī)范，但是我們可以擴(kuò)大其輸入范圍以實(shí)現(xiàn)在電信領(lǐng)域的應(yīng)用。為了公平比較起見，我們使主要組件不受該兩種設(shè)計(jì)中使用兩種完全一致的方法所產(chǎn)生的不同差異的影響，圖 1 給出了每個(gè)電路的圖片。我們還需使兩個(gè)電路板中組件的安放位置和布局一樣。在這兩個(gè)電路中，最值得注意的不同點(diǎn)是有源鉗位電路中柵極驅(qū)動(dòng)變壓器的添加。
圖1－兩種電源均使用了次級(jí)同步整流，但是左邊的電源使用電源變壓器來(lái)驅(qū)動(dòng)同步 FET，而右邊的電源則使用一個(gè)柵極驅(qū)動(dòng)變壓器并且還采用了一個(gè)有源鉗位。
圖 2 顯示了兩種方法的簡(jiǎn)化原理圖。在兩種設(shè)計(jì)中，控制器均是通過(guò)調(diào)節(jié) FET Q2 的開啟時(shí)間來(lái)控制變壓器 T1 存儲(chǔ)的能量，并調(diào)節(jié)輸出電壓。變壓器主寄生漏極電感同樣存儲(chǔ)了能量，如果您不使用鉗位，將會(huì)導(dǎo)致 Q2 上出現(xiàn)超高電壓峰值。傳統(tǒng)的同步反向設(shè)計(jì)消耗了 D1、R2 及 C4 緩沖器電路中的漏極能量。這種能量消耗可以導(dǎo)致一定的損耗，進(jìn)而降低電源的效率。有源鉗位設(shè)計(jì)使用 C21 和 Q4 的鉗位電路來(lái)存儲(chǔ) C21 中的漏極能量，并將該能量返回到輸入源。這種非耗散鉗位技術(shù)構(gòu)成了主 MOSFET 的虛擬無(wú)損耗緩沖。
圖 2－在這些簡(jiǎn)化了的反向電源中，控制器調(diào)節(jié) FET Q2 的開啟時(shí)間來(lái)控制變壓器 T1 存儲(chǔ)的能量，并調(diào)節(jié)輸出電壓。
當(dāng)您關(guān)閉 Q2 時(shí)，該系統(tǒng)將變壓器存儲(chǔ)的能量通過(guò)同步 MOSFET Q1 傳輸至輸出端。同步 FET 要求一個(gè)柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)，該信號(hào)為控制主要主 FET Q2 的PWM 信號(hào)的反向。傳統(tǒng)的“變壓器驅(qū)動(dòng)”同步反向電源從一個(gè) T1 輔助繞組中產(chǎn)生該信號(hào)。當(dāng)Q2被打開時(shí)，Q1內(nèi)部轉(zhuǎn)換延遲及輔助柵極驅(qū)動(dòng)繞組的低耦合率通常會(huì)導(dǎo)致直通電流。本質(zhì)上來(lái)說(shuō)，存在一個(gè)有限時(shí)間周期，在該周期內(nèi) Q1 和 Q2 均為打開狀態(tài)。要消除重疊周期是比較困難的，但是您可以通過(guò)選擇一個(gè)用于 Q1 的快速 MOSFET 將該周期縮短。在一個(gè)傳統(tǒng)同步反向電源中，
對(duì)于最小化直通損耗并達(dá)到可接受的效率來(lái)說(shuō)，這個(gè)步驟是不可或缺的。相反，有源鉗位反向電源可以利用鉗位 FET Q4 的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)來(lái)減少直通損耗。該信號(hào)由控制 IC 產(chǎn)生，包括確保 Q2 和 Q4 絕不能同時(shí)為開啟狀態(tài)的延遲。在有源鉗位設(shè)計(jì)中，該柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)是通過(guò)柵極驅(qū)動(dòng)變壓器完成傳輸?shù)?，以?qū)動(dòng)同步 FET。對(duì)于 Q1 柵-源驅(qū)動(dòng)信號(hào)的電平轉(zhuǎn)換以及保持輸入到輸出電壓隔離而言，柵極驅(qū)動(dòng)變壓器是必要的。
圖 3 顯示了傳統(tǒng)同步反向電源設(shè)計(jì)的完整原理圖。該設(shè)計(jì)使用了一個(gè)低成本、簡(jiǎn)化的電流模式 PWM 控制器（即 UCC2809），對(duì)電源進(jìn)行控制。除了主緩沖器以外，該電路還需要D3 和 D4 的齊納鉗位電路，以防止來(lái)自漏極電感峰值的 Q1 超高柵-源電壓。
圖 3－該設(shè)計(jì)使用一個(gè)低成本的、簡(jiǎn)化的電流模式 PWM 控制器（即 UCC2809）對(duì)電源進(jìn)行控制
圖 4 顯示了有源鉗位設(shè)計(jì)的完整原理圖。在該電路中，UCC2897 有源鉗位控制器對(duì)電源實(shí)現(xiàn)了電流模式控制。如原理圖所示，這種更為復(fù)雜的方法需要若干在傳統(tǒng)同步反向電源中非必需的額外組件。這些額外部件中最昂貴的是有源鉗位P－通道 FET (Q4) 和柵極驅(qū)動(dòng)變壓器 (T2)。P－通道 FET 通常為一個(gè)小組件，比如采用 SOT－23 封裝。該部件的功耗是非常低的，因?yàn)樗鼉H控制漏極和磁化電流。此外，為了調(diào)節(jié) Q4 和 Q1 的柵極驅(qū)動(dòng)，還需要將更多的低成本分立組件同這兩個(gè)部件設(shè)計(jì)在一起。
圖 4—在該電路中，UCC2897 有源鉗位控制器對(duì)電源實(shí)現(xiàn)了電流模式控制。
通過(guò)檢查主 FET 的漏－源電壓 (Q4)，我們發(fā)現(xiàn)在兩個(gè)設(shè)計(jì)中的性能存在很大的區(qū)別（見圖 5）。傳統(tǒng)同步反向電源表現(xiàn)出一個(gè)峰值大約165V 的峰值電壓，而有源鉗位電路的漏－源電壓則限定在 130V 峰值左右。這個(gè)峰值電壓要求傳統(tǒng)的同步反向電源使用額定值為 200V 的 FET，而要求有源鉗位反向電源使用額定值為 150V 的 FET。另外，有源鉗位漏極波形的 EMI 抗干擾能力優(yōu)于傳統(tǒng)同步反向電源的 EMI 抗干擾能力。
圖 5通過(guò)檢查主 FET 的漏－源電壓 (Q4)，我們發(fā)現(xiàn)在兩個(gè)設(shè)計(jì)中的性能存在很大的區(qū)別
如圖 6 所示，您可以通過(guò)變壓器二次級(jí)電壓對(duì)這兩種設(shè)計(jì)進(jìn)行更多的區(qū)分。表面看來(lái)，這兩個(gè)波形極為相似。進(jìn)一步檢查的話，您就會(huì)發(fā)現(xiàn)傳統(tǒng)同步反向電源的負(fù)振鈴要比有源鉗位反向電源的負(fù)振鈴嚴(yán)重很多。該振鈴是由同步 FET 關(guān)閉延遲引起的，通常出現(xiàn)在主 FET 轉(zhuǎn)換開啟的時(shí)候。請(qǐng)注意，同步 FET 的柵－源關(guān)閉電壓與反向次級(jí)繞組電壓相同。在變壓器次級(jí)電壓變?yōu)樨?fù)值的同時(shí)，同步 FET 必須完全關(guān)閉（實(shí)現(xiàn)這一操作比較困難），否則就會(huì)出現(xiàn)直通現(xiàn)象?？刂破黩?qū)動(dòng)的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)有源鉗位設(shè)計(jì)確保了同步 FET 在主 FET開啟之前被關(guān)閉，并減少了電壓振鈴。這也影響了對(duì)同步 FET 的選擇。與傳統(tǒng)的同步反向電源相比較，有源鉗位設(shè)計(jì)可以使用一個(gè)帶有更低 Rdson 的緩?fù)?FET。由于 FET 主體二極管的反向恢復(fù)，有源鉗位的同步 FET 上仍然會(huì)出現(xiàn)少許振鈴現(xiàn)象。
圖 6 傳統(tǒng)同步反向電源的負(fù)振鈴要比有源鉗位反向電源的負(fù)振鈴嚴(yán)重很多
有源鉗位所提供的所有這些小小的改進(jìn)都會(huì)對(duì)效率產(chǎn)生很大的影響。圖 7 顯示了在最小、額定及最大輸入電壓值時(shí)測(cè)量得出的兩種設(shè)計(jì)的效率。在所有線電壓情況下，有源鉗位設(shè)計(jì)將最大負(fù)載效率提高了 2% 左右。在輕負(fù)載的情況下，這種區(qū)別更位明顯。額定線電壓及輕負(fù)載情況下，效率提升超過(guò)了 12%，這對(duì)于長(zhǎng)時(shí)間處于空閑模式的系統(tǒng)來(lái)說(shuō)是很重要的。大部分效率提升都來(lái)自漏極電感能量的恢復(fù)，漏極電感能量耗散通常發(fā)生在緩沖器中，并減少了同步 FET Q1 直通帶來(lái)的損耗。
表 2 列出了對(duì)兩種同步反向電源主要部分進(jìn)行比較的總結(jié)。該表說(shuō)明了有源鉗位反向電源相對(duì)于變壓器驅(qū)動(dòng)同步反向電源在性能上的優(yōu)勢(shì)。尤其是在輕負(fù)載情況下，有源鉗位反向電源具有更低的 FET 電壓應(yīng)力及更高的效率。有源鉗位控制器 (UCC2897) 的可編程停滯時(shí)間特性（該特性可防止主、次級(jí) FET 的疊加傳導(dǎo) (overlapping conduction)）有助于最小化 Q1 二次側(cè)直通損耗。這些損耗一般表現(xiàn)為可在主電流感應(yīng)電阻器上觀測(cè)到的一個(gè)大電流峰值，且經(jīng)常會(huì)導(dǎo)致輕負(fù)載抖動(dòng)的問題。有源鉗位反向電源較低的高頻振鈴會(huì)產(chǎn)生更少的 EMI 及一個(gè)全局范圍內(nèi)更低噪聲的電源。由于漏極電感對(duì)有源鉗位電路性能的影響較小，因此，盡管同步反向電源并不是一無(wú)是處，但比起帶有同步反向的情況，高頻操作更有可能實(shí)現(xiàn)。在這兩個(gè)示例電路中，與有源鉗位反向電源相比，傳統(tǒng)的同步反向電源可將 PWB 面積、組件數(shù)量和成本上降低大約 15%～20%。這是一款容易設(shè)計(jì)和（可論證性地）理解的更簡(jiǎn)單的電路，雖然如此，但還是要考慮到其在性能上的一些不足。那么，您應(yīng)該在什么時(shí)候選擇一個(gè)有源鉗位反向電源呢？如果輸出功率較低，同時(shí)設(shè)計(jì)要求一直進(jìn)行連續(xù)模式運(yùn)行，那么有源鉗位反向電源可以實(shí)現(xiàn)高效率、低 EMI 運(yùn)行。在輕負(fù)載效率較為關(guān)鍵的應(yīng)用中，它具有一個(gè)更為明顯的優(yōu)勢(shì)。
圖 7－在所有線電壓條件下，有源鉗位設(shè)計(jì)均將最大負(fù)載時(shí)的效率提高了 2% 左右。
表2 對(duì)比圖
