【導(dǎo)讀】工業(yè)測(cè)量和控制系統(tǒng)通常需要在高噪聲環(huán)境中與傳感器對(duì)接。由于傳感器通常產(chǎn)生的電氣信號(hào)極為微弱，將其輸出信號(hào)從噪聲中提取出來(lái)是一項(xiàng)有難度的工作。利用信號(hào)調(diào)理技術(shù)(如放大和濾波)有助于提取信號(hào)，因?yàn)檫@些技術(shù)可提升系統(tǒng)的靈敏度。然后可對(duì)信號(hào)進(jìn)行縮放與轉(zhuǎn)換，以便充分利用高性能ADC。
本應(yīng)用筆記介紹一款通用精密信號(hào)調(diào)理前端，可填補(bǔ)傳感器和高分辨率ADC之間的空白。本文將對(duì)電路進(jìn)行分析，以便了解其噪聲貢獻(xiàn)、環(huán)境噪聲抑制以及執(zhí)行高靈敏度測(cè)量的能力。
精密信號(hào)調(diào)理電路描述
精密信號(hào)調(diào)理電路主要由3級(jí)組成：放大級(jí)、濾波級(jí)和ADC驅(qū)動(dòng)級(jí)。這些組件為電路提供靈活性。
放大在第一級(jí)中通過(guò)差分前端實(shí)現(xiàn)。首選差分輸入，因?yàn)槠浔旧砭邆淞嗽肼曇种铺匦裕h(huán)境噪聲通常表現(xiàn)為共模信號(hào)(例如，電源線(xiàn)噪聲和接地環(huán)路)。第一級(jí)提供更寬的輸入范圍、可調(diào)增益以及隨增益而增加的高共模抑制比(CMRR)。第二級(jí)使用了一個(gè)濾波器；ADC驅(qū)動(dòng)在最后一級(jí)中實(shí)現(xiàn)。最后一級(jí)實(shí)現(xiàn)單端至差分的轉(zhuǎn)換，以及輸出信號(hào)的轉(zhuǎn)換與縮放，并將結(jié)果輸入ADC。
精密信號(hào)調(diào)理電路的各級(jí)
精密信號(hào)調(diào)理電路的原理圖如圖1所示。該圖第一部分顯示采用低噪聲儀表放大器AD8421實(shí)現(xiàn)的放大功能，其輸入電壓噪聲密度為3 nV/√Hz。使用單位增益時(shí)，該放大器可讓系統(tǒng)具有94 dB以上的共模抑制能力。使用單個(gè)電阻即可設(shè)置不同的增益值。由于這款器件采用專(zhuān)利的引腳排列以及經(jīng)過(guò)仔細(xì)設(shè)計(jì)的架構(gòu)，同時(shí)由于CMRR隨增益增加而增加，因此當(dāng)增益為1000時(shí)，共模抑制能力將保證高于140 dB。前端電路的輸入端還包含一個(gè)RFI濾波器，防止高頻噪聲破壞測(cè)量結(jié)果。
圖1. 精密信號(hào)調(diào)理電路原理圖
為了限制噪聲帶寬并避免混疊，采用低噪聲JFET運(yùn)算放大器AD8510進(jìn)行濾波，其電壓噪聲密度為8 nV/√Hz。圖1的中央部分顯示該器件配置為2極點(diǎn)Sallen-Key濾波器，轉(zhuǎn)折頻率為460 Hz。該濾波器僅允許目標(biāo)頻率通過(guò)，從而防止ADC對(duì)混疊頻率進(jìn)行采樣。來(lái)自AD8421的信號(hào)進(jìn)入由兩個(gè)20 kΩ電阻組成的電阻分壓器，以便該信號(hào)能縮放至ADC的輸入(采用2.5 V基準(zhǔn)電壓源)。使用此分壓器以及配置為單位增益的放大器，則濾波器級(jí)的總增益為0.5。
AD8475是一款差分ADC驅(qū)動(dòng)器，配置為增益0.4，如圖1中的最右邊所示。它可執(zhí)行單端至差分的轉(zhuǎn)換，同時(shí)提供VOCM引腳，允許用戶(hù)將輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換為對(duì)ADC而言的最佳電平。本電路中，輸出共模電平是用于ADC的一半基準(zhǔn)電壓。這樣可以確保輸入ADC的信號(hào)具有最大的動(dòng)態(tài)范圍?？紤]到上一級(jí)的增益，則信號(hào)調(diào)理電路的輸出增益為0.2。在此衰減系數(shù)下，當(dāng)ADC使用2.5 V基準(zhǔn)電壓時(shí)，可獲得±10 V可用輸入范圍。
圖2. 精密信號(hào)調(diào)理電路板
放大器噪聲考慮因素
實(shí)際中，估算任何調(diào)理電路的預(yù)期噪聲貢獻(xiàn)可讓用戶(hù)計(jì)算系統(tǒng)的有效分辨率。注意，信號(hào)調(diào)理電路自身的有源器件也會(huì)對(duì)電路貢獻(xiàn)某種形式的噪聲。
例如，圖3顯示了AD8421折合到輸入端的電壓噪聲密度圖。
圖3. AD8421的電壓噪聲密度
放大器噪聲通常由1/f噪聲和寬帶噪聲組成。隨著頻率的下降，1/f噪聲表現(xiàn)為頻譜密度的上升。此噪聲通常對(duì)低頻產(chǎn)生影響。低轉(zhuǎn)折頻率的放大器在接近直流的應(yīng)用中噪聲極低。相反，寬帶噪聲在其余頻段內(nèi)的頻譜密度不變。計(jì)算應(yīng)用中的總噪聲貢獻(xiàn)時(shí)，必須考慮工作帶寬。對(duì)于AD8421而言，其轉(zhuǎn)折頻率為10 Hz。
從圖3中可以看出，噪聲還受增益的影響。儀表放大器的輸入和輸出中都存在噪聲分量。增益增加時(shí)，輸出噪聲分量以增益為系數(shù)縮小，使折合到輸入的總噪聲降低。
其他因素導(dǎo)致的噪聲分量各自不相關(guān)。因此，電路的輸出噪聲可通過(guò)計(jì)算其平方和的平方根(稱(chēng)為RSS)求得(更多信息可參考技術(shù)文章MS-2066：傳感器電路的低噪聲信號(hào)調(diào)理)。
由于對(duì)電路的直流性能進(jìn)行評(píng)估，因此來(lái)自放大器的噪聲貢獻(xiàn)主要受1/f噪聲影響。ADC還可消除寬帶噪聲，因此不計(jì)入計(jì)算中。根據(jù)0.1 Hz至10 Hz噪聲規(guī)格，對(duì)于每個(gè)放大器而言，折合到輸出(RTO)的噪聲增量見(jiàn)表1。本節(jié)中的所有分析均假定AD8421的增益狀態(tài)為1。
表1. ADC驅(qū)動(dòng)器精密信號(hào)調(diào)理電路的總預(yù)期噪聲
然后，便可求解精密信號(hào)調(diào)理電路的預(yù)期總RSS噪聲。
將信號(hào)調(diào)理電路與低噪聲模數(shù)轉(zhuǎn)換器對(duì)接可測(cè)量此噪聲。AD7195是一款24位Σ-Δ型ADC，集成內(nèi)部PGA。通過(guò)表征2.5 V基準(zhǔn)電壓下的ADC，可以觀(guān)察到10 Hz輸出數(shù)據(jù)速率(ODR)以及±19.5 mV輸入電壓范圍下的噪聲分布為63 nV p-p(內(nèi)部PGA增益設(shè)為128)。由于該數(shù)值比計(jì)算得到的2.7 μV p-p前端噪聲幅度低兩個(gè)數(shù)量級(jí)，此噪聲貢獻(xiàn)可以忽略不計(jì)。
這一假設(shè)同樣適用于實(shí)際設(shè)置中精密信號(hào)調(diào)理電路的噪聲驗(yàn)證。
圖4顯示單芯片評(píng)估板上信號(hào)調(diào)理電路與AD7195的對(duì)接。為了測(cè)量系統(tǒng)噪聲，將輸入短路至地。由于噪聲是隨機(jī)噪聲，因此測(cè)量其峰峰值和均方根值；后者等于高斯分布的標(biāo)準(zhǔn)差。評(píng)估板軟件可收集這些測(cè)量的結(jié)果。
圖4. 噪聲評(píng)估設(shè)置
噪聲測(cè)量結(jié)果如圖5所示。圖中，ADC的內(nèi)部PGA增益設(shè)為128，ODR為10 Hz。圖中可以觀(guān)察到2.6 μV p-p的噪聲測(cè)量結(jié)果與2.7 μV p-p的計(jì)算值相關(guān)?？紤]到估算數(shù)值時(shí)使用的是典型規(guī)格數(shù)據(jù)，因此可以預(yù)期獲得這樣的性能。
圖5. 10 Hz ODR時(shí)的噪聲結(jié)果(內(nèi)部PGA增益設(shè)為128)
總系統(tǒng)性能
系統(tǒng)靈敏度和有效分辨率由電路的內(nèi)部噪聲決定。使用精密信號(hào)調(diào)理電路驅(qū)動(dòng)AD7195時(shí)，噪聲計(jì)算可用來(lái)預(yù)測(cè)系統(tǒng)性能。由于目標(biāo)頻段為0.1 Hz至10 Hz，因此需注意若要使計(jì)算得到的噪聲值有效，采集時(shí)間應(yīng)當(dāng)為10秒。
可測(cè)量極微弱信號(hào)的系統(tǒng)也應(yīng)當(dāng)能在有較大干擾信號(hào)的情況下這樣做，結(jié)果才有效。共模抑制可作為衡量這種能力的品質(zhì)因數(shù)，并且主要由電路前端部分決定。
靈敏度
噪聲分析可用來(lái)確定系統(tǒng)的靈敏度。若在內(nèi)部PGA增益為1的情況下使用，則ADC噪聲會(huì)影響系統(tǒng)噪聲。預(yù)期噪聲值如表2所示。
表2. 不同采樣速率下的預(yù)期噪聲
以10 Hz ODR為例，使用相應(yīng)的配置，在實(shí)際設(shè)置中測(cè)量噪聲。如圖6所示，3.0 μV p-p讀數(shù)與計(jì)算值相關(guān)。
圖6. 10 Hz ODR時(shí)的噪聲結(jié)果(內(nèi)部PGA增益設(shè)為1)
采用10 Hz ODR時(shí)獲得的數(shù)據(jù)，可以將最大計(jì)算噪聲值折合到系統(tǒng)的輸入端，以得到其大致的靈敏度，即系統(tǒng)所能檢測(cè)的最小電壓變化。由表2可知：
然后，就可以預(yù)測(cè)系統(tǒng)將能正確解析其輸入端的15 μV電壓變化。由于在增益1下使用AD8421，此結(jié)果適用于±12.5 V輸入范圍。
顯然，執(zhí)行這些步驟后，靈敏度隨著增益的增加而增加?？紤]AD8421配置為增益100的情況。在該增益下，輸入范圍為±125 mV，信號(hào)調(diào)理電路的總增益為20。增益為100時(shí)的AD8421峰峰值噪聲為70 nV p-p。將此數(shù)據(jù)用于信號(hào)調(diào)理電路的噪聲計(jì)算中，則有：
將來(lái)自ADC的1.2 μV p-p峰峰值噪聲納入計(jì)算中，則總預(yù)期系統(tǒng)噪聲為3.2 μV p-p。
現(xiàn)在可以計(jì)算系統(tǒng)靈敏度了：
輸入范圍為±125 mV時(shí)，系統(tǒng)靈敏度為160 nV p-p。它演示了系統(tǒng)增益的增加如何使靈敏度增加。
無(wú)噪聲分辨率
下列公式可以確定采用AD7195所能達(dá)到的無(wú)噪聲分辨率：
由于ADC使用了雙極性輸入，因此滿(mǎn)量程范圍為基準(zhǔn)電壓的兩倍。將上式代入前面的公式可得：
無(wú)噪聲分辨率也可表示為有效位數(shù)(ENOB)，當(dāng)AD8421配置為單位增益時(shí)，ENOB為20.7位。當(dāng)配置為增益100時(shí)，分辨率幾乎不變，為20.6位。
不同的采樣速率和增益下的分析方法相同，采用該方法同樣可獲得系統(tǒng)性能的估計(jì)值。這些測(cè)量結(jié)果可讓人們了解該電路在所需應(yīng)用中的性能。
共模抑制
有關(guān)靈敏度和分辨率的討論可以用來(lái)表示系統(tǒng)針對(duì)內(nèi)部噪聲的性能。共模抑制適合用作系統(tǒng)針對(duì)外部噪聲的性能品質(zhì)因數(shù)。
與電路的前端部分相同，電路的共模抑制主要由AD8421確定。CMRR表示差分增益與共模增益之比。它還可以通過(guò)數(shù)學(xué)方式表示為：
其中：
Adi 表示差分增益。
VCM表示放大器輸入端的共模電壓。
VOUT表示共模電壓對(duì)輸出電壓的貢獻(xiàn)。
假設(shè)不需要的共模電壓在兩個(gè)輸入端均含有10 V p-p信號(hào)，并且增益為1時(shí)，AD8421的最小CMRR為94 dB。利用這些數(shù)據(jù)便可求解AD7195輸入端的環(huán)境噪聲貢獻(xiàn)。
可以觀(guān)察到200 μV p-p輸出電壓，這是由于AD8421輸出端的共模噪聲造成的。電路的衰減功能使其下降至40 μV p-p(AD7195的輸入端)。
將其與增益配置為100的AD8421進(jìn)行比較，則參數(shù)相同的情況下，ADC輸入端的共模噪聲依然處于40 μV p-p的水平，但靈敏度更高。它演示了增益和CMRR的增加如何有助于提升相對(duì)外部噪聲的靈敏度。
此共模噪聲是電源線(xiàn)上最常見(jiàn)的噪聲源，而經(jīng)過(guò)前端CMRR大幅抑制后可進(jìn)一步通過(guò)AD7195的串模抑制比(NMRR)加以衰減。這是因?yàn)槠鋽?shù)字陷波濾波器可配置為線(xiàn)路頻率等于50 Hz和60 Hz時(shí)下降。使用AD7195的Sinc4濾波器和10 Hz ODR，可以保證具有高于100 dB的NMRR。40 μV p-p共模噪聲貢獻(xiàn)將被衰減至1 nV以下，從而電路有效抑制了線(xiàn)路噪聲。
結(jié)論
精密信號(hào)調(diào)理電路可讓用戶(hù)高效提取目標(biāo)信號(hào)，哪怕信號(hào)位于高噪聲環(huán)境中。性能參數(shù)(如靈敏度、有效分辨率和穩(wěn)定的環(huán)境噪聲抵抗力)可以通過(guò)考慮內(nèi)部噪聲和共模抑制估算。這些指標(biāo)最終決定系統(tǒng)的性能，并協(xié)助用戶(hù)設(shè)計(jì)工業(yè)應(yīng)用。在接口處使用不同的模數(shù)轉(zhuǎn)換器還可進(jìn)一步優(yōu)化系統(tǒng)。
參考文獻(xiàn)
1. AD7195 Data Sheet. 2010. Analog Devices, Inc.
2. AD8421 Data Sheet. 2012. Analog Devices, Inc.
3. AD8475 Data Sheet. 2011. Analog Devices, Inc.
4. AD8510 Data Sheet. 2009. Analog Devices, Inc.
5. Kitchin, Charles and Lew Counts. A Designer’s Guide to Instrumentation Ampli ers (3rd ed). Analog Devices, Inc.
6. Moghimi, Reza. 2010. Low Noise Signal Conditioning for SensorBased Circuits. MS-2066 Technical Article. Analog Devices,Inc.
7. Motchenbacher, C. D. and F. C. Fitchen. 1973. Low-Noise Electronic Design. New York: Wiley.
8. National Instruments. 2010. Digital Multimeter Measurement Fundamentals. Available online from National Instruments.
9. Ott, Henry. 1988. Noise Reduction Techniques in Electronic Systems (2nd ed). Wiley.
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