【導讀】作為昂貴的傳統(tǒng)大型無源濾波器的出色替代品，有源電磁干擾濾波器 (AEF) 可以幫助設計人員應對不斷增加的 EMI挑戰(zhàn)、提高功率密度以及降低電源解決方案的成本。參考文獻展示了在德州儀器 (TI) LM25149-Q1 降壓控制器中實施 AEF 后，尺寸減小大約 50%，體積減小超過75%。
大多數 AEF 使用基于運算放大器的有源電路來檢測噪聲并注入適當的消除信號以降低 EMI，例如 LM25149-Q1 中集成的 AEF。為了使用這種 AEF 實現出色性能，運算放大器電路需要保持穩(wěn)定且運算放大器應處于非飽和狀態(tài)。否則，AEF 的性能會更差，甚至可能會在系統(tǒng)中注入額外的噪聲。本文將探討如何采用適當的補償和阻尼技術實現AEF 的穩(wěn)定性和出色性能。
AEF 補償
圖 1(a) 顯示了一個無補償的 AEF。在圖 1 中，VS 是噪聲源，ZS是內部阻抗，ZL 是線路阻抗穩(wěn)定網絡或電源的阻抗，Cin 是電源轉換器的輸入電容器，L 是差模電感器，Csense 和 Cinj是感應電容器和注入電容器，RDC_fb 為Op_amp 提供直流反饋，Cpara 是電源布線和接地之間的寄生電容。
作為一個基于運算放大器的反饋電路，圖 1(a) 中的 AEF 會變得不穩(wěn)定，進而導致運算放大器飽和。在這種情況下，AEF 的性能會受到顯著影響，并且 AEF 可能會消耗更多功率并在系統(tǒng)中注入額外的噪聲。由于運算放大器的負載網絡很復雜，圖 1a 中的 AEF 在低頻和高頻下都會不穩(wěn)定。
在低頻（例如在 10 kHz 與 50 kHz 之間）下，環(huán)路增益的相位會變?yōu)檎?180 度，系統(tǒng)會變得不穩(wěn)定，造成這種問題的主要原因是 Cinj 與 L 以及 Csen 與 RDC_fb 形成了分壓器。低頻補償的一種方法是添加 Rcomp 和 Ccomp 與 RDC_fb并聯，如圖 1(b) 所示。Ccomp 通過使反饋網絡在低頻下具有容性來進行低頻補償。Rcomp 用于確保 AEF 的性能。此外，轉換器的輸入端通常用電解電容器來存儲能量并確保轉換器穩(wěn)定。電解電容器的等效串聯電阻 (ESR) 也有助于提高低頻穩(wěn)定性。
圖 1. 無補償的 AEF (a) ；有補償的 AEF (b) 。
在高頻下，運算放大器和 Cpara 的輸出阻抗會產生一個極點，造成環(huán)路增益的相位滯后。此外，運算放大器通常具有低頻極點。因此，環(huán)路增益在高頻下將具有兩個極點且其相位接近負 180°，這會導致在高頻下不穩(wěn)定。Rcomp1 和Ccomp1 （圖 1(b) 中）用于高頻補償，大小為 100 nF 和0.5Ω。Rcomp1 和 Ccomp1 可以增加高頻下環(huán)路增益的相位，使系統(tǒng)具有足夠的相位裕度來保證高頻穩(wěn)定性。在某些應用中，高頻陶瓷電容器（例如 10 nF 或 100 nF）對于高頻噪聲過濾或對于保護電路（例如用于反向保護的智能二極管）而言是必不可少的。在此類情況下，有幾種方法可以保持高頻穩(wěn)定性：
● 在檢測/注入節(jié)點和高頻陶瓷電容器之間插入鐵氧體磁珠以將它們解耦。
● 添加與高頻電容器串聯的小電阻器以進行補償。
● 將高頻電容器放置在遠離 AEF 的位置，因為陶瓷電容
器和印刷電路板布線的 ESR 和等效串聯電感 (ESL) 也有助于提高高頻穩(wěn)定性。
總體而言，必須確保檢測/注入節(jié)點對地的阻抗不受高頻（10 MHz 至 50 MHz）電容控制。
AEF 阻尼
由于熱變化或開關抖動，電源轉換器可能會在低于開關頻率的頻率下產生噪聲（在本文中被稱為低頻干擾）。對于圖 1(b) 中的 AEF，方程式 1 將其等效阻抗表示為：
其中，Zop 和 Gop_amp 是輸出阻抗和從檢測節(jié)點到運算放大器輸出端的電壓增益，而 ZC_inj 是注入電容器的阻抗。
根據方程式 1，圖 1(b) 中的 AEF 的等效阻抗在低頻下具有容性。因此，AEF 會在低頻（例如在 10 kHz 到 100 kHz之間）下與差模電感器 L 發(fā)生諧振?？紤]到這種諧振，低頻干擾會使運算放大器輸出電壓和輸出電流較大。由于運算放大器的輸出擺幅和輸出電流能力有限，運算放大器會進入非線性區(qū)域甚至達到飽和狀態(tài)，這可能會影響 AEF 性能并導致 AEF 向系統(tǒng)中注入額外的噪聲。
處理這一問題需要抑制諧振。圖 2 顯示的兩種阻尼方法使AEF 在諧振頻率下具有較小的電容。在圖 2(a) 中，阻尼電阻器 Rdamp 被插入到注入路徑中。這樣，Rdamp 越大，諧振阻尼越佳。然而，插入阻尼網絡后，方程式 2 將 AEF 的等效阻抗表示為：
其中，Zdamp 是阻尼網絡的阻抗。
較大的 Rdamp 會增加 Zeq_AEF ，從而影響 AEF 的性能。所以這種阻尼方法主要適用于高頻開關轉換器，比如 2 MHz的開關轉換器。為了有效抑制諧振，品質因數應在 1 左右或以下。若要使品質因數接近 1，請在計算 Rdamp時采用方程式 3：
為了提高圖 2(a) 所示的 AEF 的性能，請將電容器 Cdamp與阻尼電阻器 Rdamp 并聯，如圖 2(b) 所示。在諧振頻率下，電阻器 Rdamp 將控制阻尼網絡的阻抗以抑制諧振。在AEF 需要進行噪聲衰減的高頻下，電容器 Cdamp 將控制阻尼網絡的阻抗，從而確保 AEF 的性能。按照中所示的類似優(yōu)化方法，方程式 4 和方程式 5 表示了一個用于諧振阻尼的良好 Rdamp 和 Cdamp 組合：
圖 2. 抑制差模電感器和 AEF 諧振的方法：電阻器阻尼 (a) ；電阻器和電容器并聯阻尼 (b) 。
圖 3 顯示了 400 kHz 降壓轉換器在 10 kHz 至 1 MHz 范圍內的頻譜測試結果（對應于 AEF 關閉、AEF 開啟但無阻尼、AEF 開啟且有電阻器-電容器并聯阻尼的情況），其中基于方程式 4 和方程式 5 選擇 Rdamp 和 Cdamp 。在圖 4 中無阻尼的情況下，諧振會在大約 30 kHz 處出現尖峰，這會影響 AEF 性能并使本底噪聲增加。使用阻尼網絡后，諧振尖峰現在位于 45 kHz 處，但其幅度大大降低，這意味著已成功抑制諧振。因此，AEF 有效地抑制了高頻噪聲，并且本底噪聲大幅降低。
圖 3. 有阻尼和無阻尼的測試結果。
同時具有補償和阻尼特性的 AEF 性能
通過進行適當的補償和阻尼，AEF 可以實現顯著的降噪效果，如圖 4 所示。測量結果是使用 440 kHz 電源轉換器獲得的，輸入電壓為 12V，輸出為 5V/5A。AEF 和轉換器均采用 LM25149-Q1 實現。L 為 1μH，Csense 為 100 nF，RDC_fb 為 50 kΩ，Cinj 為 470 nF。針對補償，低頻補償采用 1 kΩ Rcomp 和 1 nF Ccomp ，高頻補償采用 0.5 ΩRcomp1和 100 nF Ccomp1 。
針對阻尼，使用的是電阻器和電容器并聯阻尼；Rdamp 為15 Ω，Cdamp 為 220 nF。如圖 4 所示，AEF 在 440 kHz下可實現約 50 dB 的噪聲衰減。與性能類似的無源濾波器相比，尺寸可以縮小約 50%，體積可以縮小約 75%。
圖 4. 進行適當補償和阻尼的 AEF 的降噪情況。
結論
補償和阻尼對于實現良好的 AEF 性能至關重要。本文討論的方法都可以通過 LM25149 中集成的 AEF 輕松實現。通過采用適當的補償和阻尼，AEF 可以實現顯著的降噪效果。電力電子設計人員應該利用 AEF 來實現更高的功率密度、更高的效率和更低的成本。
作者：Yongbin Chu ；Yogesh Ramadass 來源：TI
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