【導讀】過濾高頻電源噪聲并干凈地分享相似電源供電軌（即混合信號 IC 的模擬和數字供電軌），同時在共享的供電軌之間保持高頻 隔離的一種有效方法是使用鐵氧體磁珠。鐵氧體磁珠是無源器 件，可在寬頻率范圍內過濾高頻噪聲。它在目標頻率范圍內具 有電阻特性，并以熱量的形式耗散噪聲能量。鐵氧體磁珠與供 電軌串聯(lián)，而磁珠的兩側常與電容一起接地。這樣便形成了一 個低通濾波器網絡，進一步降低高頻電源噪聲。
然而，若系統(tǒng)設計中對鐵氧體磁珠使用不當，則會產生不利影 響。有一些例子可以說明：由于磁珠和去耦電容搭配用于低通 濾波而導致產生干擾諧振；直流偏置電流的依賴性導致磁珠的 EMI 抑制能力下降。正確理解并充分考慮鐵氧體磁珠的特性后， 這些問題是可以避免的。
本文討論系統(tǒng)設計人員在電源系統(tǒng)中使用鐵氧體磁珠時的注意 事項，比如直流偏置電流變化時的阻抗與頻率特性，以及干擾 LC 諧振效應。最后，為了解決干擾諧振問題，介紹了阻尼技術， 并比較了各項阻尼方法的有效性。
為演示鐵氧體磁珠作為輸出濾波器影響而采用的器件是一款 2 A/1.2 A DC-DC 開關調節(jié)器，具有獨立的正輸出和負輸出 (ADP5071)。文中所用的鐵氧體磁珠主要采用芯片類型表貼 封裝。
鐵氧體磁珠簡化模型與仿真
鐵氧體磁珠能夠建模為一個由電阻、電感和電容組成的簡化電 路，如圖1a 所示。RDC 對應磁珠的直流電阻。CPAR、LBEAD 和RAC 分別表示寄生電容、磁珠電感和與磁珠有關的交流電阻（交流 磁芯損耗）。
圖1. (a) 簡化電路模型 (b) 采用Tyco Electronics BMB2A1000LN2 測量的ZRX曲線。
鐵氧體磁珠可依據三個響應區(qū)域分類：感性、阻性和容性。查 看ZRX 曲線便可確定這些區(qū)域（如圖1b 所示），其中Z 表示 阻抗、R 表示電阻、X 表示磁珠的電抗。為了降低高頻噪聲，磁 珠必須處于阻性區(qū)域內；電磁干擾 (EMI) 濾波應用尤其需注意 這一點。該元件用作電阻，可阻止高頻噪聲并以熱量的形式耗 散。阻性區(qū)域出現在磁珠交越頻率 (X = R) 之后，直至磁珠變?yōu)?容性的那一點為止。此容性點位置為容性電抗 (–X) 絕對值等于 R 的頻率處。
某些情況下，簡化電路模型可用來近似計算鐵氧體磁珠高達 sub-GHz 范圍的阻抗特性。
本文以Tyco Electronics BMB2A1000LN2 多層鐵氧體磁珠為例。 圖1b 顯示了在零直流偏置電流條件下使用阻抗分析儀測得的 BMB2A1000LN2 ZRX 響應。
在測得的ZRX 曲線上，磁珠表現出最大感性特性（Z ≈ XL；LBEAD） 的區(qū)域中，該磁珠的電感可根據下列公式計算：
其中:
f 是區(qū)域內磁珠表現為感性的任意頻率點。本例中，f = 30.7 MHz。 XL 是30.7 MHz 時的電抗，數值為233 Ω。
由公式1 得出的電感值 (LBEAD) 等于1.208 μH。
在磁珠表現出最大容性特性（Z ≈ | XC|；CPAR）的區(qū)域中，寄生 電容可根據下列公式計算：
其中:
f 是區(qū)域內磁珠表現為容性的任意頻率點。本例中，f = 803 MHz |XC|是803 MHz 時的電抗，數值為118.1 Ω。
由公式2 得出的寄生電容值 (CPAR) 等于1.678 pF。
根據制造商的數據手冊，直流電阻 (RDC) 等于300 mΩ。交流電 阻 (RAC) 是磁珠表現為純阻性時的峰值阻抗。從Z 中減去RDC 即可得出RAC。由于相比峰值阻抗，RDC 極小，因而可以忽略。 因此，本例中RAC 等于1.082 kΩ。使用ADIsimPE 電路仿真工具 （由SIMetrix/SIMPLIS 供電）生成阻抗與頻率響應的關系。圖 2a 顯示了電路仿真模型，并提供計算值；圖2b 顯示了實際測量 結果以及仿真結果。本例中，從電路仿真模型得出的阻抗曲線 與測量曲線嚴格匹配。
圖2. (a) 電路仿真模型 (b) 實際測量結果與仿真測量結果。
在噪聲濾波電路設計和分析中，采用鐵氧體磁珠模型很有幫助。 例如，當與去耦電容一同組成低通濾波器網絡時，對電感進行 近似計算對于決定諧振頻率截止很有幫助。然而，本文中的電 路模型是零直流偏置電流情況下的近似。此模型可能隨直流偏 置電流的變化而改變，而在其他情況下可能需要采用更復雜的 模型。
直流偏置電流考慮因素
為電源應用選擇正確的鐵氧體磁珠不僅需要考慮濾波器帶寬， 還需考慮磁珠相對于直流偏置電流的阻抗特性。大部分情況下， 制造商僅指定磁珠在100 MHz 的阻抗并公布零直流偏置電流時 的頻率響應曲線數據手冊。然而，將鐵氧體磁珠用作電源濾波 時，通過磁珠的負載電流始終不為零，并且隨著直流偏置電流 從零開始增長，這些參數也會隨之迅速改變。
隨著直流偏置電流的增加，磁芯材料開始飽和，導致鐵氧體磁 珠電感大幅下降。電感飽和度根據組件磁芯所用的材料而有所 不同。圖3a 顯示了兩個鐵氧體磁珠的典型直流偏置依賴情況。 額定電流為50%時，電感最多下降90%。
圖3. (a) 直流偏置對磁珠電感的影響以及相對于直流偏置電流 的曲線 (b) 采用TDK MPZ1608S101A 磁珠 (c) 采用Würth Elektronik 742 792 510 磁珠。
如需高效過濾電源噪聲，則就設計原則來說，應在額定直流電 流約20%處使用鐵氧體磁珠。如這兩個示例所示，在額定電流 20%處，電感下降至約30%（6 A 磁珠）以及約15%（3 A 磁珠）。 鐵氧體磁珠的電流額定值是器件在指定升溫情況下可承受的最 大電流值，并非供濾波使用的真實工作點。
此外，直流偏置電流的效果可通過頻率范圍內阻抗值的減少而 觀察到，進而降低鐵氧體磁珠的有效性和消除EMI 的能力。圖 3b 和圖3c 顯示了鐵氧體磁珠阻抗如何隨直流偏置電流的變化而 改變。只需施加額定電流的50%，100 MHz 時的有效阻抗就會 從100 Ω 大幅下降至10 Ω（TDK MPZ1608S101A，100 Ω，3 A， 0603），以及從70 Ω 下降至15 Ω（Würth Elektronik 742 792 510， 70 Ω，6 A，1812）。
系統(tǒng)設計人員必須完全了解直流偏置電流對磁珠電感和有效阻 抗的影響，因為這對于要求高電源電流的應用可能十分重要。
LC 諧振效應
當鐵氧體磁珠與去耦電容一同應用時，可能產生諧振尖峰。這 個經常被忽視的效應可能會損害性能，因為它可能會放大給定 系統(tǒng)的紋波和噪聲，而非衰減它們。很多情況下，此尖峰發(fā)生 在DC-DC 轉換器的常用開關頻率附近。
當低通濾波器網絡（由鐵氧體磁珠電感和高Q 去耦電容組成） 的諧振頻率低于磁珠的交越頻率時，發(fā)生尖峰。濾波結果為欠 阻尼。圖4a 顯示的是TDK MPZ1608S101A 測量阻抗與頻率的 關系曲線。阻性元件（與干擾能量的耗散有關）在達到大約20 MHz 到30 MHz 范圍之前影響不大。低于此頻率則鐵氧體磁珠 依然具有極高的Q 值，且用作理想電感。典型鐵氧體磁珠濾波 器的LC 諧振頻率一般位于0.1 MHz 到10 MHz 范圍內。對于300 kHz 到5 MHz 范圍內的典型開關頻率，需要更多阻尼來降低濾 波器Q 值。
圖4. (a) A TDK MPZ1608S101A ZRX曲線 (b) 鐵氧體磁珠和電容 低通濾波器的S21 響應。
圖4b 顯示了此效應的一個示例；圖中，磁珠的S21 頻率響應和 電容低通濾波器顯示了峰值效應。此例中使用的鐵氧體磁珠是 TDK MPZ1608S101A（100 Ω，3 A，0603），使用的去耦電容 是Murata GRM188R71H103KA01 低ESR 陶瓷電容（10 nF，X7R， 0603）。負載電流為微安級別。
無阻尼鐵氧體磁珠濾波器可能表現出從約10 dB 到約15 dB的尖 峰，具體取決于濾波器電路Q 值。圖4b 中，尖峰出現在2.5 MHz 左右，增益高達10 dB。
此外，信號增益在1 MHz 到3.5 MHz 范圍內可見。如果該尖峰 出現在開關穩(wěn)壓器的工作頻段內，那么可能會有問題。它會放 大干擾開關偽像，嚴重影響敏感負載的性能，比如鎖相環(huán) (PLL)、 壓控振蕩器 (VCO) 和高分辨率模數轉換器 (ADC)。圖4b 中顯示 的結果為采用極輕負載（微安級別），但對于只需要數微安到1 mA 負載電流的電路部分或者在某些工作模式下關閉以節(jié)省功 耗的部分而言，這是一個實用的應用。這個潛在的尖峰在系統(tǒng) 中產生了額外的噪聲，可能會導致不良串擾。
例如，圖5 顯示了一個ADP5071 應用電路，該電路采用了磁珠濾 波器；圖6 顯示了正輸出端的頻譜曲線。開關頻率設為2.4 MHz， 輸入電壓設為9 V，輸出電壓設為16 V，負載電流設為5 mA。
圖5. ADP5071 應用電路（帶磁珠和電容低通濾波器，部署在正 輸出端）
圖6. ADP5071 頻譜輸出（5 mA 負載）。
由于磁珠的電感和10 nF 陶瓷電容，諧振尖峰出現在約2.5 MHz 處。出現了10 dB 增益，而非衰減2.4 MHz 處的基頻紋波頻率。
影響諧振尖峰的其他因素是鐵氧體磁珠濾波器的串聯(lián)阻抗和負 載阻抗。在較電源內阻下，尖峰大幅下降，并被阻尼所減弱。 然而，采用這種方法會導致負載調節(jié)下降，從而失去實用性。 由于串聯(lián)電阻下降，輸出電壓隨負載電流而下降。負載阻抗還 會影響峰值響應。輕載條件下的尖峰更嚴重。
阻尼方法
本節(jié)介紹三種阻尼方法，系統(tǒng)工程師可用來大幅降低諧振尖峰 電平（見圖7）。
圖7. 不同阻尼方法的實際頻率響應。
方法A 是在去耦電容路徑上添加一個串聯(lián)電阻，可抑制系統(tǒng)諧 振，但會降低高頻旁路有效性。方法B 是在鐵氧體磁珠兩端添 加一個小數值并聯(lián)電阻，這樣也會抑制系統(tǒng)諧振。但是，在高 頻時濾波器的衰減特性會下降。圖8 顯示了MPZ1608S101A 使 用和不使用10 Ω 并聯(lián)電阻的情況下阻抗與頻率的關系曲線。淺 綠色虛線表示磁珠采用10 Ω 并聯(lián)電阻的總阻抗。磁珠阻抗和電 阻組合大幅下降，并主要由10 Ω 電阻決定。但是，采用10 Ω 并聯(lián)電阻時的3.8 MHz 交越頻率遠低于磁珠自身在40.3 MHz 時 的交越頻率。在低得多的頻率范圍內磁珠表現出阻性，可降低Q 值，改善阻尼性能。
圖8. (a) MPZ1608S101A ZRX曲線 (b) MPZ1608S101A ZRX曲線，縮放視圖。
方法C 是添加大電容 (CDAMP) 與串聯(lián)阻尼電阻 (RDAMP) 的組合，通常這種方法最佳。
添加電容和電阻可抑制系統(tǒng)諧振，同時不會降低高頻時的旁路 有效性。采用此種方法可以避免大隔直電容導致電阻功耗過大。 該電容必須遠大于所有去耦電容之和，這降低了所需的阻尼電 阻值。在諧振頻率處，電容阻抗必須遠小于阻尼電阻，以便減 少尖峰。
圖9 顯示了ADP5071 正輸出頻譜曲線，其應用電路采用阻尼方 法C，如圖5 所示。CDAMP 和RDAMP 分別是1 μF 陶瓷電容和2 Ω SMD 電阻。2.4 MHz 時的基頻紋波降低5 dB 增益，而非圖9 中 顯示的10 dB 增益。
圖9. 采用阻尼方法C時的ADP5071頻譜輸出以及磁珠和電容低 通濾波器。
一般而言，方法C 最為優(yōu)雅，通過添加一個電阻和陶瓷電容的 串聯(lián)組合實現，無需購買昂貴的專用阻尼電容。比較可靠的設 計始終包含電阻，可在原型制作時方便調試，如果不需要還可 移除。唯一缺點是額外的元件成本和更多的電路板占位空間。
結論
本文討論了使用鐵氧體磁珠時必須考慮的關鍵因素。本文還詳 細介紹了一個簡單的電路模型，表示磁珠。仿真結果在零直流 偏置電流處表現出良好的實際測量阻抗與頻率響應的相關性。
本文還討論了直流偏置電流對鐵氧體磁珠特性的影響。結果表 明超過額定電流20%的直流偏置電流可能會導致磁珠電感的大 幅下降。這樣的電流還會降低磁珠的有效阻抗，削弱EMI 濾波 能力。在供電軌上以直流偏置電流方式使用鐵氧體磁珠時，應 確保電流不會導致鐵氧體材料飽和以及產生電感的大幅變化。
由于鐵氧體磁珠是感性的，將其與高Q 值去耦電容一同使用時 應當非常謹慎。如果不謹慎，會在電路中產生干擾諧振，弊大 于利。本文中提出的阻尼方法在負載上采用大去耦電容與阻尼 電阻的串聯(lián)組合，從而避免了干擾諧振。正確使用鐵氧體磁珠 可以高效而廉價地降低高頻噪聲和開關瞬變。
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