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全差分放大工作電路如圖3．32,每個輸出端使用一個反饋電阻Rf,構建2組反饋回路。每個輸入端使用一個Rg作為差分輸入電阻,在電路工作過程中與通用放大電路相比,具有以下特點:

 

圖3．32 全差分放大器工作電路

 

(1)全差分放大電路增益為Rf與Rg的比值。

(2)全差分放大器的輸入端電壓(Vin+,Vin-)相互跟隨。

(3)全差分放大器的輸出范圍擴展一倍。

(4)全差分放大器兩個輸出端(Vout+,Vout-)的交流信號頻率相同,幅值相等,相位相差180°,所以輸出信號的偶次諧波可以抵消,降低輸出信號失真。

 

(5)全差分放大器兩個輸出端直流信號的平均值近似等于Vocm,但不是絕對相等。二者之間存在的差值定義為輸出共模失調(diào)電壓Vos,CM。如圖3．33,在25℃環(huán)境中,供電電壓為10V時,ADA4945的輸出共模失調(diào)電壓典型值為±5mV,最大值為±60mV。

 

(6)為評估全差分放大器的輸出差分信號的幅度匹配,相位偏離180°的程度。引入平衡的概念,等于輸出共模電壓值除以輸出差模電壓值,如式3-13。

 

圖3．33 ADA4945的Vocm特性

 

如圖3．34,為ADA4945全差分放大器的信號調(diào)理電路,工作電源為±5V,輸出共模電壓設置為2．5V,兩組輸入信號的共模電壓為1V,差模信號幅值為±50mV,電阻誤差為1%。

 

 

圖3．34 ADA4945工作電路

 

仿真結果如圖3．35,信號源V(in+),V(in-)分別提供具有1V直流偏置,峰峰值為100mV 相位相差180°,頻率為20KHz的正弦波。ADA4945輸出信號V(vop),V(von)分別是以接近輸出共模電壓Vocm為共模信號,峰峰值為100mV,相位相差180°,頻率為20KHz的正弦波。輸出信號V(vop),V(von)的共模信號與所配置的輸出共模電壓Vocm之間存在輸出共模失調(diào)電壓為46．67mV。ADA4945的兩個輸入引腳電壓緊密跟隨電壓V(vip)、V(vin)之差為0V。ADA4945輸出的差模信號是峰峰值為200mV,頻率為20KHz的正弦波。

 

圖3．35 ADA4945工作仿真結果

 

2 全差分放大電路輸入端配置

 

全差分放大電路設計中,輸入接口的匹配需要謹慎分析,尤其單端信號輸入情況的分析步驟十分復雜。主要體現(xiàn)在單端輸入信號的內(nèi)阻,和匹配的特征電阻對電路閉環(huán)增益的影響,計算過程需要多次迭代。

 

(1)差分信號輸入結構

 

如圖3．36(a)差分輸入結構,在傳輸信號較長的電路中,需要使用一個匹配電阻Rt并聯(lián)在輸入端,達到電路預期的特征阻抗RL_dm。如圖3．36(b),匹配電阻的阻值,如式3-14。

 

 

其中,Rin_dm為電路差模輸入阻抗,由于全差分放大器的兩個輸入端近似短路輸入阻抗為2倍Rg。RL_dm為輸入端預期的差模特征電阻。

 

當Rf與Rg為500Ω,輸入端期望差模阻抗為100Ω時,代入式3-14計算匹配電阻Rt為111Ω。

 

圖3．36差分輸入結構的匹配電路

 

(2)單端信號輸入結構

 

如圖3．37(a)為單端信號輸入的全差分電路,電阻Rg、Rf均為500Ω,電路預期增益為1倍。使用峰峰值為1V的單端信號Vin連接到端口,輸入阻抗Rin為Rg、Rf、Rf并聯(lián)阻抗與Rg之和,即:

 

 

如圖3．37(b),信號源Vin的內(nèi)阻Rs為50Ω時,需要的匹配電阻Rt的阻值為:

 

 

圖3．37 單端輸入信號的全差分電路

 

如圖3．37(b),信號源Vin會在內(nèi)阻Rs與匹配電阻Rt產(chǎn)生分壓Vi,使用戴維南定律將輸入信號源Vin等效為具有內(nèi)阻為Rts的信號源Vi,如圖3．37(c)。其中Rts值為Rs與Rt的并聯(lián)值。示例中Rts為25．96Ω,Vi為519．23mV。

 

再將等效信號源Vi代入圖3．37(b)。為保證差分輸入端阻抗相等,在同相輸入端增加電阻Rth,阻值與Rts相同,得到電路3．38(a),此時該電路的輸出差模電壓為:

 

 

 

計算結果與1V的期望輸出電壓Vout_ideal存在差異,需要對Rf進行調(diào)整改變增益,即修正Rf值為:

 

 

 

使用Rf1值替換Rf值,并恢復為戴維南等效前的電路,得到最終電路架構,如圖3．38(b)。由于Rf值從500Ω修正為1．012KΩ,所以電路輸入電阻Rin發(fā)生變換,重新迭代上述計算過程,Rin修正值Rin1為705．6Ω,Rt修正值Rt1為53．56Ω,Rts、Rth修正值Rts1、Rth1為25．86Ω,所產(chǎn)生新電壓源Vi1為517．188mV,使用修正后參數(shù)電路的輸出電壓Vout1為:

 

圖3．38 單端輸入匹配等效電路

 

計算結果0．99531V接近預期輸出電壓1V。在單端信號輸入的全差分放大電路中,預期增益為1倍、2倍時,迭代一次獲得的參數(shù)能夠接近預期結果。而高增益電路設計的計算量十分巨大,所以推薦一款ADI全差分放大器參數(shù)配置軟件“ADI DiffAmpCalc™”。

 

如圖3．39,安裝工具之后,通過“▼”選擇所需型號ADA4945,在“Resister Tolerance” 項選擇電阻精度為E96,在“Topology”項選擇輸入方式為“Terminate”,然后配置電路增益為1,設置電阻Rg為499Ω,輸入信號峰峰值為1V,信號源阻抗為50Ω,工具將自動計算Rtp為53．6Ω,反相輸入匹配源電阻值為25．8Ω,與上述理論計算值接近。

 

 

如圖3．39ADI DiffAmpCalc™工具配置ADA4945參數(shù)

 

3 全差分放大電路噪聲評估

 

全差分放大電路的噪聲分析相比增益配置更為復雜。如圖3．40為ADA4945-1的差分電路噪聲模型,包括折算到輸入端的電壓噪聲VnIN,電流噪聲inIN-和inIN+(假定相等),通過增益電阻和反饋電阻的并聯(lián)組合產(chǎn)生噪聲電壓。VnCM是VOCM引腳的噪聲電壓密度。每個電阻產(chǎn)生的噪聲。

 

圖3．40 ADA4945電路噪聲模型

 

全差分放大器的輸入端所用噪聲種類,折算到輸出端噪聲的關系,如圖3．41。

 

其中,噪聲增益Gn為式3-15。

 

 

 

反饋因子β1為式3-16,β2為式3-17。

 

 

 

當RF1與RF2,RG1 與RG2完全匹配,β1與β2相同,設為β,代入式3-15整理得到式3-18。

 

 

 

此時VOCM輸出噪聲變?yōu)榱?。總輸出噪聲VnOD是各輸出噪聲項的均方根之和,如式3-19。

 

 

圖3．41ADA4945電路噪聲電壓密度

 

然而,全差分放大電路的噪聲分析并非獨立參數(shù)計算,它會涉及增益的調(diào)整,增益電阻、反饋電阻的調(diào)整,這些調(diào)整還會影響電路功耗,計算過程需要大量迭代,由此產(chǎn)生的計算工作量是驚人的。如圖3．42所示配置相比圖3．37的配置,噪聲RMS值下降34．9uV,但功耗卻增加27mW。

 

圖3．42 ADA4945電路配置Rg為200增益為1的噪聲計算結果

 

綜上,在全差分放大器的設計與評估中,建議大家有輔助工具的優(yōu)先使用輔助工具進行評估。筆者在這里曾走過彎路,2011年從事研發(fā)時,在一個高速采集板卡中使用ADA4932設計三級放大電路,包括單端轉差分增益5倍,全差分增益2倍,全差分增益1倍。尤其是單端轉差分5倍增益的電路輸入端配置設計,通過幾天計算出多組數(shù)據(jù)準備評估,洋洋得意的坐在試驗臺前準備驗證的時候,突然察覺在迭代過程中忽略選取標準電阻的阻值,這些計算的結果只能通過電阻拼接實現(xiàn),一股熱血瞬間涌向天門穴,內(nèi)心千萬頭神獸奔騰而過,深切領悟人和動物的本質(zhì)區(qū)別是要制造和使用工具啊!所以,再次建議使用ADI DiffAmpCalc™工具。