【導(dǎo)讀】許多硬件工程師會(huì)將放大器的共模抑制比視為最難掌握的直流參數(shù)，首先因?yàn)槎x所涉及的因子容易產(chǎn)生混淆；其次，掌握了共模抑制比的定義，按其字面理解難以在設(shè)計(jì)中直接使用；最后，掌握了放大器的共模抑制比參數(shù)的評(píng)估方法，不代表可以在應(yīng)用電路對(duì)共模信號(hào)實(shí)現(xiàn)有效抑制。
許多硬件工程師會(huì)將放大器的共模抑制比視為最難掌握的直流參數(shù)，首先因?yàn)槎x所涉及的因子容易產(chǎn)生混淆；其次，掌握了共模抑制比的定義，按其字面理解難以在設(shè)計(jì)中直接使用；最后，掌握了放大器的共模抑制比參數(shù)的評(píng)估方法，不代表可以在應(yīng)用電路對(duì)共模信號(hào)實(shí)現(xiàn)有效抑制。本篇解析放大器共模抑制比參數(shù)定義與其影響的評(píng)估方法，以及結(jié)合一個(gè)實(shí)際案例討論影響電路共模抑制的因素。
在討論共模抑制比之前，先認(rèn)識(shí)兩個(gè)專有名詞，差模增益Ad、共模增益Ac。
如圖2.42（a），差模增益定義為加載于兩個(gè)輸入端之間的信號(hào)所獲得的增益,如式2-24。
其中，Vd為差模輸入信號(hào)，它可以等效為圖2.42（b）。
如圖2.42(c)，共模增益定義為同時(shí)加載于兩個(gè)輸入端信號(hào)所獲得的增益，如式2-25。
圖2.42差模輸入與共模輸入信號(hào)增益示意圖
放大器的差模增益是電路所需要的增益，而共模增益將放大直流噪聲。共模抑制比（Common Mode Rejection Ratio，CMRR），定義為差模增益與共模增益的比值，如式2-26。
通常Ad值很大，而Ac值趨近于零，所以CMRR很大，數(shù)據(jù)手冊(cè)中通常使用dB為單位，計(jì)算方式如式2-27。
從應(yīng)用的角度，共模抑制比可看作輸入共模電壓變化引起輸入直流誤差，如式2-28。
式中，Vcm為輸入共模電壓，Ver_CMRR為共模電壓所引起的輸入直流誤差。
老一代精密放大器的共模抑制比通常在70dB至120dB左右，新一代精密放大器的共模抑制比性能大幅提升。如圖2.43所示,OP07在25℃環(huán)境中，供電電壓為±15V，共模電壓為±13V時(shí)，共模抑制比最小值為100dB，典型值為120dB;而ADA4077在同等工作環(huán)境和工作電壓下，共模電壓為-13.8V至13.8V時(shí)，共模抑制比最小值為132dB，典型值為150dB。
圖2.43 ADA4077與OP07共模抑制比性能
如圖2.44，在相同電路中對(duì)比OP07、ADA4077共模抑制比的性能，假定電阻完全匹配（R1=R3,R2=R4）,共模電壓為10V。
圖2.44 0P07與ADA4077差分放大電路圖
使用OP07共模抑制比的典型值120dB代入式2-28，共模電壓在輸入端將產(chǎn)生的輸入直流誤差為10μV。
而使用ADA4077共模抑制比的典型值150dB代入式2-28,共模電壓在輸入端將產(chǎn)生的輸入值誤差為0.316μV。
由此可見，在該差分電路中，使用ADA4077替換OP07，由放大器共模抑制比限制所產(chǎn)生的直流誤差明顯改善。
上述分析通常適合在選型階段評(píng)估放大器共模抑制比是否符合要求，在實(shí)際設(shè)計(jì)中，放大器共模抑制比參數(shù)不等于電路共模抑制比，而電路的共模抑制是更為關(guān)注的設(shè)計(jì)要點(diǎn)。
2017年10月中旬，筆者接到一位異地項(xiàng)目負(fù)責(zé)人的特急求助電話，其研發(fā)的設(shè)備在核心客戶試用中出現(xiàn)異常，將影響核心客戶產(chǎn)品的生產(chǎn)品質(zhì)，已經(jīng)收到限期整改通知。電路如圖2.45，工程師使用2片ADA4522-2組建差動(dòng)電路，第一級(jí)電路U8A、U8B實(shí)現(xiàn)差動(dòng)電路的輸入緩沖器功能，第二級(jí)電路U5A實(shí)現(xiàn)差動(dòng)信號(hào)放大電路，其中，R6、R7阻值為30KΩ，誤差為1%,R5、R74阻值為3KΩ，誤差為1%，電路預(yù)期的增益設(shè)計(jì)為10倍。
圖2.45 ADA4522-2組建差分電路
核心客戶在25℃恒溫環(huán)境下使用設(shè)備，測(cè)試點(diǎn)TP76、TP77對(duì)地的共模電壓為7V，在TP76、TP77之間輸入26.5mV差模信號(hào)時(shí)，電路輸出（U5A 1腳）為259mV,接近電路預(yù)期設(shè)計(jì)，但是當(dāng)TP76、TP77輸入差模信號(hào)為1mV時(shí)，電路輸出（U5A 1腳）只有5mV,誤差過大。
筆者即時(shí)給出電路分級(jí)測(cè)量定位故障的方法，而項(xiàng)目負(fù)責(zé)人當(dāng)時(shí)不能完全理解逐級(jí)測(cè)試原理。堅(jiān)持認(rèn)為電路只有放大器和電阻，并且電阻的誤差為1%，電路在處理1mV的差分信號(hào)誤差達(dá)到50%，篤定是ADA4522芯片出現(xiàn)問題，沒有使用推薦測(cè)試方法。所以次日凌晨筆者郵件回復(fù)電路分析過程。
如圖2.46，ADA4522-2 是零偏型放大器，在25℃環(huán)境中，供電電源為30V時(shí)，失調(diào)電壓最大值為5μV,相比于1mV的電壓影響可以忽略，輸入偏置電流最大值為150pA, 輸入失調(diào)電流最大值為300pA，與輸入側(cè)電阻作用所產(chǎn)生的失調(diào)電壓也可以忽略。
圖2.46 ADA4522失調(diào)電壓與偏置電流規(guī)格
其次，根據(jù)圖2.45推導(dǎo)電路的傳遞函數(shù)，如圖2.47。如步驟三，關(guān)于項(xiàng)目負(fù)責(zé)人認(rèn)為電路增益為R7與R74比值，建立條件為R5與R74，R6與R7完全一致。
圖2.47第二級(jí)差動(dòng)電路傳函推導(dǎo)
那么這四個(gè)匹配電阻使用1%誤差的器件，所導(dǎo)致電路的誤差還會(huì)是1%嗎？
最后，通過Excel生成簡(jiǎn)化之前的電路傳遞函數(shù)，模擬測(cè)試點(diǎn)輸入TP79輸入7V，TP80輸入7.001V，R5、R74保持為理想電阻，分組調(diào)整R6、R7的誤差，計(jì)算差分電路標(biāo)準(zhǔn)傳遞函數(shù)的輸出值（Vo1）,與計(jì)算差分電路化簡(jiǎn)之后傳遞函數(shù)的輸出值（Vo2），如圖2.48。
圖2.48計(jì)算差動(dòng)電路匹配電阻誤差產(chǎn)生的影響
結(jié)論如下：
（1）R6、R7 使用理想電阻，Vo1與Vo2相同。
（2）R6、R7 調(diào)整為1%誤差電阻時(shí)，Vo1為0.136V ,Vo2為0.0099V二者差異巨大。
（3）R6、R7調(diào)整為0.1%誤差電阻時(shí)，Vo1為0.0227V ,Vo2為0.00999V二者仍存在明顯差異。
（4）R6、R7調(diào)整為0.01%誤差電阻時(shí)（LT5400A為例），Vo1為0.01127V ,Vo2為0.009999V，二者誤差為11%。
（5）R6、R7 調(diào)整為0.0025%誤差的精密電阻時(shí)（LT5400B為例），Vo1為0.01031797V,Vo2為0.00999975V，二者誤差為3%。
后續(xù)，項(xiàng)目負(fù)責(zé)人在原機(jī)型中，使用LT5400精密電阻替代原誤差為1%的電阻R5、R74、R6、R7，整改設(shè)備順利完成核心客戶的測(cè)試驗(yàn)收。
導(dǎo)致該故障的根本原因是由于差動(dòng)電路的匹配電阻失配，使得整個(gè)電路對(duì)共模信號(hào)的抑制比遠(yuǎn)低于預(yù)期。電路共模抑制比的影響因素一部分來源于放大器內(nèi)部（共模抑制比參數(shù)），另一部分來源于應(yīng)用電路，例如差動(dòng)電路的匹配電阻、信號(hào)源內(nèi)阻。尤其是后者往往不被工程師所重視。
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