【導(dǎo)讀】MAX5953A為以太網(wǎng)供電系統(tǒng)(PoE)的用電設(shè)備(PD)提供簡單、低成本、完備的非隔離電源解決方案。該電路提供PD偵測和信號分級，符合IEEESM 802.3af標(biāo)準(zhǔn)，此外還具有可編程浪涌電流控制、集成電源開關(guān)、PWM控制器和高、低邊開關(guān)等電路。Buck降壓轉(zhuǎn)換器能夠以高于80%的效率提供0.85A、12V電壓輸出。
圖1電路為完備的PD供電電路，具有一個DC-DC轉(zhuǎn)換器，輸出12V電壓時可提供高達(dá)0.85A的電流。MAX5953A內(nèi)置高邊、低邊功率開關(guān)FET，低邊FET不能配置為同步整流二極管。因此，buck轉(zhuǎn)換器僅使用高邊FET。因為IC內(nèi)部的限流電路工作時利用低邊FET電流產(chǎn)生的壓降，該電路不具備自動電流限制功能。啟動時，保險絲F1提供短路保護(hù)。
圖1. 包含一個12V、0.85A buck轉(zhuǎn)換器的PD原理圖
MAX5953具有如下特性：
1.TVS二極管D1用于抑制瞬間尖峰電壓和反向電壓。
2.該電路根據(jù)輸入電壓不同工作在三種模式：PD偵測模式、PD分級模式和PD供電模式。使用或沒有使用二極管電橋情況下的電壓門限都符合IEEE 802.3af標(biāo)準(zhǔn)。
- 在PD偵測模式下，供電設(shè)備(PSE)在VIN施加兩個1.4V至10.1V、最小步長為1V的電壓，并記錄這兩點(diǎn)對應(yīng)的電流測量值。PSE隨后計算ΔV/ΔI，確認(rèn)25.5kΩ的特征電阻R1是否存在。此模式下，MAX5953A的絕大部分內(nèi)部電路是關(guān)斷的，且偏置電流低于10µA。
- 在分級模式下，PSE根據(jù)PD的功耗要求對PD進(jìn)行分級。電阻R2 (255Ω)通知PSE，PD將在最大功率為6.49W至12.95W的3級模式下工作。當(dāng)電源進(jìn)入供電模式時，分級電流關(guān)斷。
- 當(dāng)VIN上升到38V UVLO門限電壓以上時，MAX5953A進(jìn)入供電模式并逐漸打開內(nèi)部MOSFET，抑制浪涌電流。
3.完成開啟過程，且VOUT - VEE = 1.23V時，PGOOD進(jìn)入漏極開路模式。軟啟動電容C15由內(nèi)部33µA的上拉電流充電，給DC-DC轉(zhuǎn)換器提供軟啟動。通過設(shè)定分壓電阻R6/R7和1.33V的DCUVLO的電壓門限，DC-DC轉(zhuǎn)換器在達(dá)到VOUT = -30V (相對于V+)以前沒有開始工作。
4.因為3級功率限制最大功率為12.95W，當(dāng)輸出電壓為12V、電源轉(zhuǎn)換效率為80%時，負(fù)載電流限制在0.85A。
熱插拔電路說明
UVLO的默認(rèn)啟動電壓為38.6V，默認(rèn)關(guān)斷電壓約為30V。利用V+和VEE間的分壓電阻(中心抽頭接在UVLO)可以將UVLO的啟動、關(guān)斷電壓設(shè)置在12V至67V之間的任意值。
達(dá)到UVLO門限電壓時，以10µA電流給FET柵極充電，內(nèi)置FET將緩慢導(dǎo)通。緩慢的導(dǎo)通過程使100µF電容C6的充電電流最小。該電路中，OUT的熱拔插輸出電壓以大約910mV/ms的速率下降，電壓作用到輸入端大約8ms后開始下降，見圖2。
圖2. 熱拔插啟動和斜坡時序
CH1 = VSS, CH2 = VOUT
PWM電路說明
DC-DC轉(zhuǎn)換器是典型的buck轉(zhuǎn)換器，使用內(nèi)部高邊FET和外部肖特基同步整流二極管。輸入電壓范圍為30V (由DCUVLO的分壓電阻設(shè)置)至60V，該范圍對應(yīng)的降壓比為最小2.5:1至最大5:1，對應(yīng)的占空比為20%至40%。開關(guān)頻率由R4、C4設(shè)定為532kHz，以提供最小420ns的導(dǎo)通脈沖寬度，保持低開關(guān)損耗。
軟啟動過程包括一下操作時序：限制OPTO反饋電壓使其不要比CSS端電壓高出1.45V，由內(nèi)部33µA電流源給CSS端電容充電。PGOOD將CSS初始電壓箝位至GND，而當(dāng)OUT與VEE之間的差值小于1.2V時，熱拔插功能完成，PGOOD釋放。該過程允許啟動時反饋信號緩慢上升，緩慢增大占空比可以避免輸出過沖。啟動時OPTO引腳的上升斜率體現(xiàn)了軟啟動特性(圖3)，當(dāng)VOPTO電壓約為2V時，斜坡電壓處于正常工作狀態(tài)。圖4所示為重載時的情況，圖5所示為輕載時的工作情況。
圖3. 軟啟動時序
CH1 = VOPTO, CH2 = VCSS; CSS = 470nF
圖4. PWM通過OPTD的反饋電壓與RAMP電壓比較進(jìn)行控制
CH1 = VOPTO, CH2 = VRAMP, ILOAD = 400mA
圖5. 低電流負(fù)載條件下，PWM斜坡電壓與OPTO的反饋電壓進(jìn)行比較
CH1 = VOPTO, CH2 = VRAMP, ILOAD = 50mA
控制器工作在電壓模式，前饋電壓斜率由R3和C3設(shè)定。OPTO信號與RAMP電壓進(jìn)行比較。
啟動時的輸出電壓過沖
477nF的軟啟動電容(CSS)將過沖電壓降至1%甚至更低，如圖6所示。較小的CSS電容能夠在一定程度上控制上電過程出現(xiàn)的輸出電壓過沖，如圖7所示，當(dāng)CSS = 100nF時，電壓過沖達(dá)到7.7%。更小的CSS可加速啟動過程，但卻增大了上電時的輸出電壓過沖。
圖6. 啟動過程的輸出電壓過沖
CH1 = VOUT, CH2 = VCSS, CSS = 470nF, RLOAD = 30Ω (IOUT = 400mA @ 12V)，過沖電壓 ≈ 0
圖7. 啟動過程的輸出電壓過沖
CSS = 100nF
電流限制
雖然MAX5953內(nèi)部集成有高邊和低邊FET，但低邊FET只用于正激或反激電路中的變壓器耦合隔離。高邊、低邊FET同時導(dǎo)通，電流檢測通過檢測低邊FET的壓降實(shí)現(xiàn)。因為沒有使用低邊FET，本電路沒有電流檢測功能。發(fā)生短路時，利用保險絲保護(hù)MAX5953和其內(nèi)部調(diào)整管FET不受損壞。然而，一旦DC-DC轉(zhuǎn)換器啟動，保險絲的輸出短路保護(hù)作用將很有限，因為保險絲的熱遲滯可能導(dǎo)致通道上的器件損壞。
負(fù)載瞬變
圖8所示的負(fù)載瞬變情況發(fā)生在從1/2到滿負(fù)荷的負(fù)載突變。在輸出端接一個固定400mA的負(fù)載，并聯(lián)一個400mA脈沖負(fù)載。如果負(fù)載從0mA跳至400mA時，負(fù)載電壓在瞬間發(fā)生劇大變化，如圖9；而圖8所示情況負(fù)載電壓突變較低，當(dāng)負(fù)載電流高于50mA時幾乎與直流負(fù)載無關(guān)。
圖8. 1/2到滿負(fù)荷的負(fù)載躍變
CH1 = VOUT, CH2 = ΔIOUT, 瞬變 = 1.2%, IOUT = 800mA→400mA→800mA
圖9. 從0到1/2滿負(fù)荷的負(fù)載躍變
CH1 = VOUT, CH2 = ΔIOUT, 瞬變 = 5%至10%, IOUT = 400mA→mA→400mA
轉(zhuǎn)換效率
轉(zhuǎn)換效率介于負(fù)載電流為250mA時的71%至負(fù)載電流為1A時的80.5%。圖10顯示當(dāng)850mA滿負(fù)荷電流時，轉(zhuǎn)換效率將大于80%。
圖10. VIN = 48V時的轉(zhuǎn)換效率
環(huán)路穩(wěn)定性
電壓模式控制環(huán)路存在兩個極點(diǎn)：4.1kHz LCOUT (L1、C9)諧振頻率，和一個由于COUT的低ESR產(chǎn)生的高于4MHz的零點(diǎn)。使用3類環(huán)路補(bǔ)償可使單位增益帶寬高于LCOUT的諧振頻率。兩個零點(diǎn)設(shè)置為2.1kHz (R9、C14)和4.1kHz (R11、C15)，補(bǔ)償LCOUT的兩個諧振極點(diǎn)，兩極點(diǎn)置于20kHz (R9、C13)和125kHz (R10、C15)。從圖11控制環(huán)路波特圖可以看出，單位增益頻率為19.4kHz，相位裕量為59°。
圖11. 環(huán)路波特圖
應(yīng)用
這個簡單的buck轉(zhuǎn)換器非常適合PD應(yīng)用，低成本的非變壓器耦合結(jié)構(gòu)，唯一的不足是短路情況下有可能出現(xiàn)保護(hù)失效。
本文來源于Maxim。
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