中心論題：
- 分析倍頻式ICBT高頻感應加熱電源主電路工作原理
- 分析倍頻式ICBT高頻感應加熱電源負載短路，提出相關電路參數(shù)的選擇原則
- 實驗驗證
解決方案：
- 采用IGBT作為功率開關，利用倍頻電路的特性將電路推向高頻化
- 選擇合適的Cd和LT的值，在一定程度上減小浪涌電流的大小
引言
絕緣柵雙極型晶體管ICBT（Insulated Gale Bipolar Translstor）是由MOSFET和雙極型晶體管復合而成的一種器件，其輸入極為MOSFET，輸出極為PNP晶體管，因此，它既具有MOSFET器件驅動簡單和快速的優(yōu)點，又具有雙極型器件容量大的特點。這些優(yōu)點使得IGBT在現(xiàn)代電力電子技術中得到了越來越廣泛的應用。
采用IGBT作為功率開關，利用倍頻電路的特性將電路推向高頻化，通過改變內外槽路頻率差的大小，可以實現(xiàn)功率的調節(jié)和負載的匹配。
在工件淬火和焊接等工藝中，由于各種原因會造成電源負載端突然短路。本文通過對負載短路時的電路特性的研究，提出了電路參數(shù)的選擇原則。
主電路工作原理分析
倍頻式ICBT高頻感應加熱電源主電路如圖1所示。電路在穩(wěn)態(tài)下，通過S1～S4和D1～D4的輪流導通，換流支路和隔直電容之間進行充放電，產生的振蕩電流流經負載交流等效電阻RH，構成負載電流的正負半波。
其一個工作循環(huán)可分為表1中幾個階段。
負載短路分析
在負載短路時，逆變橋囚侵入干擾信號而產生直通短路，逆變橋輸入電壓突降為零。這時，原來儲藏在濾波電感Ld中的磁能和隔直電容Cd中的電能均分別以短路電流ids和iHs的形式向逆變電路釋放，等效電路圖為圖2（a）所示。橋中IGBT流過的短路電流is為
式中：ωs為振蕩電流的振蕩周期；
δs為振蕩電流的衰減系數(shù)。
這一浪涌電流由檢測電路檢巾并使保護電路立即動作，發(fā)出過流信號，整流電路即由整流狀態(tài)向逆變電路過渡。逆變橋關斷時的等效電路如圖2（b）所示，短路電流ids移至Cd支路，Cd被充電，Cd端壓逐漸上升，短路電流下降，此后短路電流在Cd、Ld、以及吸收電路中R和C構成的回路中作振蕩衰減，直至能量消耗完為止。ids沿Ld流過，由于電路的慣性較大，電流增長不多，近似于短路前的工作電流Ido，于是浪涌電路的幅值為Ism=IHsm+Ido （4）
要減小負載短路時產生的浪涌電流對功率管的沖擊，一般采用兩種方案：其一，實時檢測電流大小，當超過保護設定值時，保護電路立即動作，這就要求保護電路的動態(tài)特性非常好，包括檢測電路的延時、保護動作電路的延時，在高頻電路中實現(xiàn)起來是很困難的；其二，主電路中采取限流元器件，使電路發(fā)生短路時，電流上升的速度緩慢，這樣保護電路有充足的時間來響應。在本系統(tǒng)中，考慮到電路頻率較高，容量較大，發(fā)生短路時要求保護很迅速，因此采用以上兩種方案相結合：檢測電路檢測到過流時，采用降柵壓慢關斷技術，增強功率器件的瞬時過流能力，而后保護電路動作；同時，從式（3）可以看出，選擇合適的Cd和LT的值，可以在一定程度上減小浪涌電流的大小。
所謂降柵壓慢關斷技術指的是，當IGBT出現(xiàn)過流時，先將其柵極驅動電壓降低，然后將其關斷，一是延長了IGBT能夠承受過流的時間，二是可以降低器件受到過流沖擊的幅度。過流時器件通態(tài)壓降升高，管子瞬時熱損耗急劇增加，為防止器件熱損壞，過流時間應足夠短，一般<10μs。SHARP公司的光耦合器PC929將這一功能和驅動電路集成在一起，器件內部原理圖如圖3所示。
從圖3中可以看出，當過流發(fā)生時，PC929的腳⑨檢測到IGBT導通壓降升高，IGBT protectorcircuit作用溝肐GBT的驅動電壓降低，以限制IGBT的短路沖擊電流幅值。同時，可以將短路信號送至控制電路，并將IGBT驅動信號關斷，避免器件因過流而損壞。將保護電路和驅動電路集成，既可以減小保護電路響應時間，又可以減小外界噪聲干擾。
下面通過仿真來選擇合適的Cd和LT之值，從而減小短路浪涌電流峰值。一般來講，IGBT的瞬時承受浪涌電流的能力是其額定電流的2～3倍。因此，在該電路設計時取IGBT的瞬時承受的電流為250A，當直流電壓Ucd=500V時，為了使短路發(fā)生時不至于燒壞IGBT，從式（3）可知，Cd和LT必須滿足式（5）。
從減小短路電流的角度看，Cd要盡可能小，LT要盡可能大。但Cd過小，電路工作時存在以下缺點：隔直效果不理想；輸出電壓正弦失真度過高，輸出電壓降低，加熱效果不理想；反并二極管重新導通，增加二極管的電流容量，如圖4所示。
當LT過大時，電路工作時存在以下缺點：LT上的高頻壓降過高，使得輸出電壓降低；管子關斷時承受的正向阻斷電壓升高；內槽路諧振頻率減小，IGBT和二極管出現(xiàn)二次導通，如圖5所示。
圖6是LT/Cd=4，Cd=0.75μF，LT=3μH時的仿真波形，通過與圖4和圖5的對比可以看出，此時參數(shù)選擇最為合適。
上述仿真波形中存在的振蕩，均是由器件的寄生電容、二極管反向恢復過程引起的。圖7是在LT從3μH變化到8μH時，管子關斷時承受的電壓波形和負載輸出電壓波形。可以看出LT在這一范圍取值是比較合適的。
實驗結果
結合前面的分析，做了相關的實驗，其波形如圖8所示。該實驗中IGBT的工作頻率是50kHz，負載輸出頻率為100kHz。
圖8中曲線1是流過IGBT的電流波形，由于電流互感器方向與電流實際方向相反，所以，與曲線2所示的IGBT兩端電壓uds的波形邏輯相反。
從波形來看，實驗波形驗證了前面分析的正確性。
結語
采用IGBT作為功率開關，利用倍頻電路的特性可以將電路推向高頻化。在負載短路時，選擇合適的Cd和LT的值，可以在一定程度上減小浪涌電流的大小，從而更好地保護電路，保證了電路的可靠運行。
