專用集成電路的應(yīng)用使電流監(jiān)控變得越來越簡單。各種電流監(jiān)控集成電路隨時買得到,而且多數(shù)情況下都工作得很好,還有各種儀表放大器也是如此。使用分立元件構(gòu)建電流監(jiān)控器似乎顯得多余,然而在某些情況下,特別是在有現(xiàn)成的低壓元件時,使用分立元件的電路來進(jìn)行電流監(jiān)控可能是最好的方法。
本設(shè)計(jì)實(shí)例中的電路用于監(jiān)控伺服系統(tǒng)+180/−180V電源的兩個電源軌中的電流。圖1顯示了用于監(jiān)控負(fù)軌的電路相關(guān)部分。監(jiān)控正軌的電路只需用PNP設(shè)備替換NPN即可。采用價格便宜的雙
晶體管和1%電阻來設(shè)置Iref以及Re1和Re2可獲得最佳效果。Rsense應(yīng)為0.1%并且具有足夠的額定功耗。
圖1:負(fù)軌監(jiān)控電路。
圖1所示電路和所有類似拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)靈感均來自電流鏡拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),以及Re2上的電流隨Rsense上的電流、Rc1上的電壓隨Rsense上的電壓線性變化的這個概念。
該電路的作用依賴于Re1和Re2。讓Iref相當(dāng)小而Re2和Re1相當(dāng)大,當(dāng)Re2和Re1的值相等時,相對于Rsense上的電壓,發(fā)射極的電壓將增加。當(dāng)負(fù)載在無負(fù)載和滿負(fù)載之間變化時,這將反過來減小輸出設(shè)備上Vce的變化。
因此,審慎而明智地選擇Iref、Re1、Re2、Rc2和Rc1可以防止Q2進(jìn)入飽和狀態(tài)并且不會超過晶體管的最大工作電壓。請記住,hoe=I(集電極)/VA(早期電壓)意味著減少Ic的變化也會減少β的變化,從而改善線性度。Rc是Rc1和Rc2之和,因此比率Rc1/Rc確定無負(fù)載時Vout−處的偏移。滿載時Rsense上的電壓決定了Re2和Rc1的電流變化,從而決定了Vout−的滿量程輸出。一旦Iref值建立,就可以很容易計(jì)算出Rc和Rd上所需的無負(fù)載電壓。通過使用發(fā)射極電阻,可以顯著降低Vce變化對Q2的β的影響,而且從仿真數(shù)據(jù)可以看出,β的變化對負(fù)載電流和輸出電壓之間相關(guān)性的影響相對較小。鑒于這些結(jié)果,采用類似于Wilson電流鏡的配置似乎并沒有必要。
圖2和圖3顯示了用恒流源產(chǎn)生Iref的替代解決方案。如果Vss穩(wěn)定且沒有紋波,則可以省略恒流源發(fā)生器,并且可以通過設(shè)定Rd值來提供Iref。
圖2:用恒流源產(chǎn)生Iref的替代解決方案。
圖3:設(shè)置FET偏置,使啟動時Iref不會導(dǎo)致Vce或Vds超過最大值。
圖4所示的電路反轉(zhuǎn)了Vout-,消除了偏移,并將輸出調(diào)整到所需范圍,同時還可以過濾輸出端出現(xiàn)的電源紋波或負(fù)載尖峰。若配以帶有ADC的微控制器,則可以將電路簡化為僅反轉(zhuǎn)Vout-。
圖4:反轉(zhuǎn)Vout-消除了偏移,將輸出調(diào)整到所需范圍,并可以過濾輸出端的電源紋波或負(fù)載尖峰。
如果滿載時VRe1至少比VRsense大10倍,那么Q2將不會進(jìn)入飽和狀態(tài),并且:
Iref=IRe1,無負(fù)載,即Iload=0,那么:
Vccs是恒流源兩端的電壓,IRe1約等于Iref,Vbe可以為0.6到0.65V:
Vce是Q2上無負(fù)載時所需的最大電壓。IRe2約等于Iref,那么:
Vout-無負(fù)載時所需的失調(diào)電壓決定了Rc1的值:
由于I(Rsense)=Iref/10,因此可以估算滿載時的IRe2:
在最大負(fù)載電流下,Vout−的滿量程值約為:
采用LTspice電路仿真軟件產(chǎn)生圖5、圖6和圖7的曲線,以顯示電路工作期間的線性度、濾波效果以及Vce和Vds。負(fù)載電流從0增加到1安培,輸出電壓疊加在負(fù)載電流上。其結(jié)果與實(shí)際的電路性能非常接近。
由于負(fù)載電流尖峰值持續(xù)時間短,濾波防止了跳閘。隔離雖可能沒有必要,但在設(shè)計(jì)高壓電路時應(yīng)始終予以考慮。
圖5:將圖4中25nF的電容C1去掉后的Vout。
圖6:圖4中加上25nF電容C1時的Vout。
圖7:有源設(shè)備上的電壓。