中心議題：
- 功率開(kāi)關(guān)對(duì)電源效率的影響分析
- 開(kāi)關(guān)頻率的變化
- 轉(zhuǎn)換器運(yùn)作原理
解決方案：
- 使用電流倍增器的非對(duì)稱(chēng)PWM半橋轉(zhuǎn)換器
高頻開(kāi)關(guān)電源運(yùn)行(電子)允許使用小型被動(dòng)元件、硬開(kāi)關(guān)模式會(huì)導(dǎo)致開(kāi)關(guān)損耗增加，以減少高頻轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)損耗，產(chǎn)業(yè)發(fā)展軟交換技術(shù)，負(fù)載諧振技術(shù)和零電壓轉(zhuǎn)換技術(shù)被廣泛地使用著。這里有負(fù)載諧振技術(shù)使用電容和電感整個(gè)天線的諧振特性在轉(zhuǎn)換期間，開(kāi)關(guān)頻率作為輸入電壓和電流的變化。
開(kāi)關(guān)頻率的變化，如脈沖頻率調(diào)制(烤瓷)含電子濾波設(shè)計(jì)帶來(lái)了諸多困難輸入。因?yàn)闆](méi)有用于濾波電感，輸出電壓在攻防兩端都含有設(shè)計(jì)師選用低整流二極管可以適用于額定電壓二極管。然而，當(dāng)負(fù)載電流增加，缺乏電感電容的損失帶來(lái)的負(fù)擔(dān)，負(fù)載諧振技術(shù)并不適用于高輸出電流和低電壓。另一方面，電壓轉(zhuǎn)換技術(shù)使用一種寄生作文只有在開(kāi)啟和關(guān)閉電路交換轉(zhuǎn)換的天線的諧振特性?xún)H一步之遙。其中的一個(gè)好處就是使用這些技術(shù)寄生部件，如主變壓器漏電感和電容，產(chǎn)量增加更多的外部組件無(wú)開(kāi)關(guān)來(lái)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)放。此外，科技的應(yīng)用有固定的開(kāi)關(guān)頻率脈寬調(diào)制技術(shù)，這些技術(shù)，因此更容易理解負(fù)載諧振技術(shù)的基礎(chǔ)上，分析和設(shè)計(jì)。
瘋狂是因?yàn)镻WM半橋逆變對(duì)稱(chēng)與簡(jiǎn)單的配置和零電壓開(kāi)關(guān)(零電壓)的特點(diǎn)，運(yùn)用的是零電壓轉(zhuǎn)換技術(shù)是一種最常見(jiàn)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。不僅如此，與負(fù)載諧振轉(zhuǎn)換器，LLC拓?fù)洳粚?duì)稱(chēng)半橋逆變有型電感，其輸出電流輸出脈動(dòng)小的部件都可以通過(guò)適當(dāng)?shù)妮敵鲭娙荨Ｓ捎诜治龊驮O(shè)計(jì)，并輸出功率電感，所以不對(duì)稱(chēng)半橋逆變通常用于PWM高輸出電流和低電壓的應(yīng)用，如電腦和服務(wù)器供電。為了更好地處理輸出電流、常在次級(jí)使用同步整流器，由于傳輸損失可替代損失的阻力損失二極管。比起LLC轉(zhuǎn)換器，實(shí)現(xiàn)對(duì)非對(duì)稱(chēng)半橋逆變同步整流器驅(qū)動(dòng)更方便，除此之外，目前主變壓器的增加表頭的利用率高功率流的常見(jiàn)的解決方案。這個(gè)瘋狂的電流放大器和同步整流器非對(duì)稱(chēng)型半橋逆變和共同的特征的實(shí)例，一些實(shí)驗(yàn)結(jié)果，樣品用于非對(duì)稱(chēng)拓?fù)潆娫撮_(kāi)關(guān)控制。瘋狂的電流放大器和同步整流器非對(duì)稱(chēng)型半橋逆變優(yōu)勢(shì)，由低到高的電壓和電流輸出電流、應(yīng)用廣泛應(yīng)用成倍增長(zhǎng)。圖1顯示的是一個(gè)電流在次級(jí)乘數(shù)對(duì)稱(chēng)半橋逆變PWM二次線圈是單一的結(jié)構(gòu)和輸出電感器可分為兩個(gè)較小的電感。為了提高整體的效率很低，使用關(guān)系型數(shù)據(jù)庫(kù)(在)器件構(gòu)成同步整流器、同步整流器(SR)。與傳統(tǒng)的中心分流式(中心)，相比有許多優(yōu)點(diǎn)，配置竊聽(tīng)當(dāng)前乘數(shù):首先，直流勵(lì)磁電流部件小于或等于中心分流式直流分量，并配置，可使用小磁芯變壓器。每個(gè)輸出的電感電流加載時(shí)，承擔(dān)一半的中心挖掘型勵(lì)磁電流形態(tài)是相似的。
圖1 使用電流倍增器的非對(duì)稱(chēng)PWM半橋轉(zhuǎn)換器
如果輸出數(shù)據(jù)的電感電流加載熊失衡，勵(lì)磁電流也將減少。其次，線圈電流的平方根次級(jí)(根-花不到，均方根)-為這種類(lèi)型的配置，中心幾乎一半的負(fù)載電流流過(guò)每輸出電感。鑒于此，本文對(duì)二次線圈電流密度低，你都可以用同一磁場(chǎng)和相同的電線的規(guī)格說(shuō)明細(xì)看一遍。第三，身體是一個(gè)簡(jiǎn)單的解決方案中心是特別值得注意的因?yàn)樽儔浩骶€密碼的限制，可以用在許多應(yīng)用程序的輸出。第四，我們可以更方便、有效的輸出信號(hào)的網(wǎng)格為SR電感線圈的比率，由于第一和第二卷變壓器的比例，但是只有足夠小的輸出為適當(dāng)?shù)碾姼?，如電網(wǎng)電壓輕易20V 10伏特的電壓之間的，。另外，獨(dú)立的產(chǎn)量將會(huì)降低成本的電感磁更大的負(fù)擔(dān)。鑒于上述幾個(gè)優(yōu)勢(shì)，當(dāng)前的乘數(shù)高輸出電流是其中最常用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。
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建議的轉(zhuǎn)換器運(yùn)作原理
如圖 2 所示，從供電模式 2 開(kāi)始，由于 S1 開(kāi)啟，Vin-VCb 施加到變壓器的初級(jí)端，勵(lì)磁電流 im 以斜率 (Vin-VCb)/Lm.增加，由于 SR2 關(guān)斷，LO1 的電流斜率就由 (Vin-VCb)/n 減去輸出電壓決定。另一方面，LO2 的電流以斜率 –VO/LO2減小，這是流經(jīng) SR1 的續(xù)流 (free-wheeling)。當(dāng)兩個(gè)輸出電感分享負(fù)載電流時(shí)，SR1 承擔(dān)全部負(fù)載電流。變壓器的次級(jí)繞組僅處理 iLO1 ，因而 iLO1/n 是反射到變壓器初級(jí)端的電流，它在勵(lì)磁電流上疊加，構(gòu)成初級(jí)電流 ipri。在實(shí)際上，由于漏電感的現(xiàn)象，所以 vT2 較圖 2 所示的數(shù)值稍低，但我們?cè)谶@一章段中將忽略這一情況，從而簡(jiǎn)化分析。
圖2 建議轉(zhuǎn)換器的運(yùn)作分析
當(dāng)S1 關(guān)斷，則開(kāi)始模式 3，由于S2 的輸出電容被放電，故 vT1 也減小，最終，當(dāng) S2 輸出電容電壓等于 VCb. 時(shí)，它變?yōu)榱?。同時(shí)，由于 SR2 的反向偏置電壓消除，因此它的體二極管開(kāi)啟導(dǎo)通。然后，兩個(gè) SR 在這個(gè)模式中一起導(dǎo)通。S2 的體二極管在 S2 的輸出電容和 S1 的輸出電容完全放電后導(dǎo)通，由于兩個(gè) SR 均導(dǎo)通，iLO1 和 iLO2 均為續(xù)流，斜率分別為 –VO/LO1 和 –VO/LO2， ，而 vT1 和 vT2 均為零。由于 VCb 僅僅施加在漏電感上，它引起初級(jí)電流的極性快速變化。在 S2 的體二極管導(dǎo)通后 S2 開(kāi)啟， 從而實(shí)現(xiàn) S2 的 ZVS 運(yùn)作，這個(gè)模式的持續(xù)時(shí)間為
(1)
模式 4 是另一個(gè)充電模式，在各個(gè) SR 之間的換向結(jié)束時(shí)開(kāi)始，在變壓器初級(jí)端施加的電壓為–VCb ，因而勵(lì)磁電流以斜率 –VCb/Lm 減少，iLO2 的斜率為 (VCb/n-VO)/LO2。其它的電感電流是通過(guò) SR2 的續(xù)流。可從圖2看出，由于異相 (out-of-phase) 作用，每個(gè)輸出電感的大紋波電流得以消除。因而，相比中心抽頭式或橋式整流配置，它可以在電流倍增器配置中使用兩個(gè)較小的電感。
當(dāng) S2 關(guān)斷，模式 1 作為另一個(gè)重建模式而開(kāi)始，模式 1 的運(yùn)作原理幾乎與模式 3 相同，只有 ZVS 狀況例外。在模式 1 中，當(dāng) S1 的輸出電容電壓等于 Vin-VCb 的瞬間，vT1 成為零。在這個(gè)瞬間之前，輸出電感 LO2 上的負(fù)載電流反射到變壓器的初級(jí)端，有助于實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)的 ZVS 運(yùn)作。與此相反，存儲(chǔ)在漏電感中的能量?jī)H在這個(gè)瞬間之后對(duì)輸出電容進(jìn)行放電和充電。因而，S1的 ZVS 運(yùn)作較 S2 更為穩(wěn)固，因?yàn)橥ǔ?Vin-VCb 高于 VCb ，除此之外，可以與模式 3 相同的方式進(jìn)行分析，模式 1 的延續(xù)時(shí)間為
(2)
使用公式 (1) 和 (2) 詳細(xì)計(jì)算輸出電壓
(3)
VSR 是 SR 處于充電模式時(shí) MOSFET 兩端的電壓。
im 的 DC 和紋波成分可從下式獲得：
(4)
(5)
這里，ILO1 和 ILO2 是輸出電感電流的 DC 成分。
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設(shè)計(jì)示例和實(shí)驗(yàn)結(jié)果
在本節(jié)中討論一個(gè)設(shè)計(jì)示例，目標(biāo)系統(tǒng)是輸出電壓為 12V 和輸出負(fù)載電流為 30A 的 PC 電源，由于輸入通常來(lái)自功率因數(shù)校正 (PFC) 電路，輸入電壓的范圍并不寬泛，目標(biāo)規(guī)范如下：
標(biāo)稱(chēng)輸入電壓：390 VDC
輸入電壓范圍：370 VDC ~ 410 VDC
輸出電壓：12 V
輸出電流：30 A
開(kāi)關(guān)頻率：100 kHz
圖3 360 W PC電源的設(shè)計(jì)示例 (12 V， 30 A)
圖 3 所示為參考設(shè)計(jì)的完整原理圖，變壓器的電氣特性如表 1 所示。
表1 所設(shè)計(jì)變壓器的電氣特性
圖 4 和圖 5 所示為轉(zhuǎn)換器在標(biāo)稱(chēng)輸入和全負(fù)載情況下的實(shí)驗(yàn)波形。S1 的柵極信號(hào)，主變壓器的初級(jí)端和次級(jí)端的電壓和初級(jí)端電流如圖4所示。請(qǐng)留意這些波形與理論分析很好地吻合，包括ZVS 運(yùn)作。輸出電感電流和 SR 的電流如圖 5 所示，由于占空比和寄生組件，輸出電感電流是不均衡的，這意味著平均勵(lì)磁電流小于中心抽頭式配置(注 1)。
圖4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果 I
圖5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果II
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圖 6 所示為不同負(fù)載情況下的 ZVS 運(yùn)作，顯示了低側(cè)開(kāi)關(guān)的漏極電壓和柵極信號(hào)，轉(zhuǎn)換器在負(fù)載低至 30% 的情況下仍表現(xiàn)為 ZVS 運(yùn)作。
圖6 ZVS 運(yùn)作驗(yàn)證；(a) 30% 負(fù)載；(b) 20% 負(fù)載狀況
轉(zhuǎn)換器的效率如圖 7 所示，在額定負(fù)載為 20%、50% 和 100% 的情況下測(cè)得的效率分別為93.7%、94.6% 和 93.1%，這顯示了邊際性能，因而使用設(shè)計(jì)優(yōu)良的 PFC 和 DC-DC 級(jí)能夠達(dá)到85 PLUS 規(guī)范要求。
圖7 測(cè)得的效率
